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电荷泵式电子镇流器基本电路的分析

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Violin11|  楼主 | 2018-8-7 10:25 | 显示全部楼层 |阅读模式
电荷泵式电子镇流器基本电路的分析




摘要:电荷泵式电子镇流器,采用充电电容和高频交流源,以实现功率因数校正(PFC),这已成为荧光灯镇流器中极有吸引力的电路拓扑。但这种电路还存在一些问题,如输入电流的THD值高,灯电流的波峰比(CF)高。对这些问题产生的根源进行了分析,并提出解决方法。附加两只小型箝位二极管后,在开环控制状态,就可使输入电流波形得到很好的改善,从而使PF>0.99,THD<5%,而灯电流的CF<1.6。并给出了实验结果。

关键词:电子镇流器;功率因数校正;电路


1  引言

    普通电子镇流器拓扑,由带无源LC滤波器的桥式整流电路和高频逆变器组成,它已不能满足电网的严格要求,如线路输入端的功率因数要高,电网电流的THD要低等。断续升压式PWM变换器及其拓扑,可采用简单的控制电路,达到较高的功率因数,不过,它需要附加一只笨重的升压电感器,此外,开关功率管上的电压/电流应力一般也比较大。综合考虑,该电子镇流器的性能/价格比就不会太高。近年来,采用充电电容和高频交流源来进行功率因数校正(PFC)的电子镇流器成为极具吸引力的电路拓扑。因为,充电电容器按类似“电荷泵”的方式来调整输入电流的波形,这类电路,也叫做“电荷泵”功率调节器。因为在电路中,取消了升压电感器,输入端的LC滤波器的体积就大大减小了,镇流器的成本还可能降低。但是,其输入电流的THD>15%,灯电流的CF>2.4。本文在对该“电荷泵”电路的工作原理和存在问题进行分析后,采用二极管箝位技术克服了这些存在的问题,使在开环控制下,就能得到良好的输入电流和灯电流波形。为了验证理论分析结论,还提供了实验结果。

2  工作原理和存在问题

    图1为典型的“电荷泵”式电子镇流器电路图,图中Lr与Cr是谐振元件,Cb1是隔直电容。该电路和普通镇流器电路的区别是:普通镇流器是在整流桥后紧接高频逆变器,而本电路是增加了一只电容Cin和二极管Dc,这两个元件在调整输入电流波形方面起到了关键作用。图1电路可分为两部分:PFC及DC/AC逆变。图2为其PFC部分的等效电路和理想波形。为了简化分析,把Cr两端的电压看作独立的高频电压源(Ua)。通过设计,使直流母线电压Udc高于输入的电网电压Ug,二极管Dc不会导通。从而,输入电流就等于Cin的的正向充电电流,电流的方向如图2(a)所示 。 这 是 通 过 调 节ug和udc来 实 现 的 。 如 果Cin上 电 荷 的 变 化 〔 它 正 比 于Cin两 端 电 压 的 变 化 , 即ucmax-ucmin。 参 看 图 2( b) 〕 紧 跟 着 输 入 电 压ug变 化 , 则 可 使 功 率 因 数 达 到 1。 具 体 分 析 如 下 :

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(a)  阶段1    (b)阶段2    (c)    阶段3    (d)  阶段4
图1  典型电荷泵电子镇流器电路

图2  PFC原理
(a)  等效电路    (b)  理想的波形

2.1  PFC原理分析

    在一个开关周期内电荷泵电路的稳态工作,可分为四个拓扑阶段,如图3所示。理论波形如图4所示。
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图3  PFC电 路 的 四 个 拓 扑 阶 段
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图4  PFC电 路 的 理 论 波 形
    1)阶段1[0~α]
    在这个阶段,因为节点B处的电压ub低于Udc,而高于ug,ugP 。 束 结 段 阶 此 ug, 等 ub变 时 t="α" ω 当 拉 下 向 ub也 把 降 续 ua继 而 化 变 uc不 的 上 端 Cin两 过 通 流 有 没 Cin中 容 以 所 断 关 DB均 桥 整 Dc和 管 极 二 则> <ub<udc,则二极管Dc和整流桥DB均关断。所以,输入电容Cin中没有电流通过,Cin两端上的电压uc不变化。而ua继续下降,把ub也向下拉。当ω t=α时,ub变得等于ug,此阶段结束。
    2)阶段2[α~π]
    在ω t=α,DB开始导通,ub被箝位到ug,使ub为恒定值。当ua继续下降时,uc必然增加。这样Cin被整流的电网电流充电。在ω t=π时,ua降至uamin,而uc则达到其最大值。
    ucmax=ug-uamin    (1)
    3)阶段3[π~(π+β)]
    在ω t=π之后,ua从uamin开始增加,ub变得大于ug,迫使DB关断,因为ub低于udc,二极管Dc仍被阻断。同阶段1类似,电容Cin中无电流通过,uc维持不变。ua继续增加,ub继续提升,在ω t=π+β时,此阶段结束。
    4)阶段4[(π+β)~2π]
    在ω t=π+β时,ub变得等于udc,二极管Dc开始导通,因为ub被箝位到udc,当ua继续增加时,uc必然下降。Cin的放电电流流入udc,在ω t=2π时,ua增加到uamax,而uc达到其最小值。
     ucmin=ug-uamax    (2)
    在ω t=2π时,该电路工作又进入阶段1,重复下一个开关周期。
    从上面分析可以看出,在该电路中的输入电流是断续的,它只在阶段2内有电流流过。在此阶段内,Cin上的电荷变化是:
    ΔQch=Cin(ucmax-ucmin)    (3)
把式(1)和式(2)代入式(3),并考虑到在阶段2时
udc=ug可得到
    ΔQch=Cin(ug+2Up-udc)    (4)
式中:2Up=uamax-uamin——ua的交流峰-峰值。
    因为,在整个开关周期内,整流二极管只在阶段2内导通,则一个周期内的平均输入电流就等于Cin的平均充电电流,即:
    iin,av=fQch=fsCin(ug+2Up-udc)    (5)
要使功率因数值大,就期望输入电流紧紧跟随输入电压,即:
    iin,av∝ug    (6)
如果在设计时,使
    udc=2Up=ua,max-ua,min    (7)
就会有:
     iin,av=fsCinug∝ug    (8)
    这就意味着,如果满足式(7),该电路就会有良好的功率因数。这里,假定ua是正弦波形。事实上,ua可能是幅值恒定的其它任何波形。ua的直流偏置,也不是决定输入电流波形的因素。只要ua的峰-峰值(2Up)等于udc,就能保证获得良好的功率因数。
    从式(5)还可看出,2Up不应小于udc,这可避免电网电压过零时,电网电流发生波形畸变。如果2Up<udc,则在ug≤|udc-2Up|时,电网电流会变成零。

2.2  输入电流波形和灯电流波形不好的原因

    在实际电路中,输入电流可能畸变。这是由于Cin对逆变器电路的影响。该逆变器的工作可分为三个等效的拓扑,如图5所示。图5中R1a'是灯的等效电阻。图5表明,电容Cin在阶段1及阶段3,并不影响电路工作,但在阶段2和阶段4,Cin被接入了谐振电路。在交流等效电路中,Cin同Cr并联起来了。因此,该等效的逆变器,可近似为图6的电路。等效谐振电容值等于Cineq+Cr(而Cb1仅仅是个隔直电容)。

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(a)  阶 段1,3    (b)  阶 段2     (c)  阶 段4
图5  逆 变 器 工 作 的 三 个 子 拓 扑

    转换后Cin的等效值可近似为一个可变电容Cineq,如图6所示。因为,在一个开关周期内,由Cineq泵入谐振电路中的电荷可由式(4)表示,Cineq两端上的电压变化等于2Up,则该等效的输入电容可以这样估算:
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图 6  近 似 等 效 的 逆 变 器

    Cineq=ΔQch/ΔU=Cin(ug+2Up-udc)/2Up    (9)
通常,在交流电网电压半周期内,2Up和udc的变化是很小的,可通过适当的设计,使udc≈2Up,总能保持住。所以式(9)可写成
    Cineq≌Cin(ug/2Up)∝ug    (10)
    尽管式(10)从数学上讲不是严密的。但它使我们能较好地理解Cin对谐振电路的影响。一般地说,由于Cin的影响,总的谐振电容值(Cr+Cineq)是随着电网电压ug的下降而减小,如式(10)所示。这使得高频交流电压ua的幅值在电网电压半周期内成为可变的。从而,在此半周期内,式(7)就不能成立。于是,输入电流波形畸变了,THD也升高了。因为,灯的阻抗很接近一个具有负的动态值的电阻(负阻),则灯管电压上叠加的100Hz的纹波也会在灯电流波形上引发较强的100Hz纹波。结果,灯电流的波峰比CF值也变高了。
    当电网电压变低时,总的谐振电容就变小了。在轻载状态,这可能引起该逆变器的谐振频率偏移到高于开关频率,谐振电路的电流iL将会超前回路电压ut。结果,导致功率开关管MOSFET不能在零电压下开 关 (ZVS) ( 详 见3中 的 论 述 ) 。 在 高 频 工 作 时 ,MOSFET中 的 二 极 管 的 反 向 恢 复 电 流 可 能 会 损 坏MOSFET器 件 ( 详 见3中 的 例 子 ) 。
    虽然,选用大的Cr(Cr》Cin)可能会降低Cin引起的影响,但谐振电感器中的电流应力仍然很高。所以,从效率和Lr的体积尺寸两者来考虑,选用大的Cr并不可取。

3  改善输入电流及灯电流波形的办法
    根据式(5),要获得正弦输入电流波形,有两个途径:一是调整MOSFET管的开关频率fs,二是获得一种关系式:2Up=udc。调整fs就需要复杂的控制电路,况且,也难保证得到低的灯电流波峰比CF。因此,设法使2Up=udc,是可选择的途径。

3.1  基本的解决思路
    图1基本电路的波形示于图7。由于Cin的调制作用,ua的包络线上有明显的100Hz纹波。uc的变化,也不能跟随输入电压ug。为得到良好的输入功率因数,应该滤平ua的包络。在特殊情况下,2Up总是大于udc,可以采用二极管箝位技术,来滤平ua的包络。此电路示于图8,其波形如图9所示。ua的包络被箝在udc(在这种情况下,uamax=udc,uamin=0),式(7)总能成立。可获得正弦输入电流波形。

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(a)  ua波 形    (b)  uc波 形
图 7  基 本 电 荷 泵 电 路 中 的ua及uc波 形 (2Up>udc)
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图8  带 箝 位 二 极 管 后 的 改 进 电 路
(c)  模 态3:iL> 0,ua=udc
(d)  模 态4:iL>0,0P udc>
(e)  模 态5:iL< 0,0
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(a)  模 态1:iL< 0,0ua<udc
(b)  模 态2:iL > 0,0<ua<udc
图9  有 箝 位 二 极 管 后 , 改 进 电 路 的ua及uc波 形

3.2  工作原理

    该逆变电路的稳态工作可分成六个工作模态,如图10所示。图中,ZA代表Cineg,Cr及R1a'+Cb1的等效组合。图11为该电路的仿真波形。在下面讨论中,正向电流和电压的方向按图10所示定义。
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图 10  在 新 电 路 中 的 六 个 工 作 模 态

    1)模态1
    S2关断,电感电流反向流经D1,使S1可在ZVS状态导通。在这种模态下,ua小于udc,uLr1总是正的。从而,电感电流iL的幅值下降,当iL降到零时,这种模态结束。
    2)模态2
    S1导通,因为ua处于0和udc之间,Da1和Da2均截止。由于电感电压的极性关系,电感电流iL维持正向增长。当ua达到udc时,这个模态结束。
    3)模态3(箝位模态或续流阶段)
    Da1导通,ua被箝位到udc,uLr1为零。因此iL通过Da1和S1续流。当S1截止时,该模态结束。
    4)模态4
    S1截止,迫使正向的电感电流流经D2。从而使S2以ZVS导通。在这种工作模态中,ua总是正的,所以,电感电压uLr1总是负的,电感电流的幅值下降。当电感电流变成零时,该模态结束。
    5)模态5
    S2导通,Da1和Da2都不导通。因为ua是处在udc和零之间。加在Lr1上的电压是负的。因此,电感电流按反方向增加,如图11所示。在降到零时,该模态结束。
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图11  新 电 路 的 理 论 波 形 图
uf为 开 关 电 压 , 虚 线 为 无 箝 位 二 极 管 , 实 线 为 有 箝 位 二 极 管 )
    6)模态6(箝位模态或续流阶段)
    Da2导通,ua被箝位到零。电感电流经过Da2及S2续流。在S2截止时,该模态结束,又接着模态1开始下一个循环。
    图11表明了有箝位二极管和没有箝位二极管的波形图。没有箝位二极管时,谐振电路电流超前回路电压,不能保证ZVS状态。但是在有箝位二极管时,谐振电路电流就变得滞后回路电压了(由于被箝位二极管引发的续流阶段),MOSFET中的二极管在该开关管导通前总是导通着。自然就可得到ZVS状态。所以,在采用了二极管箝位技术后,ZVS的负载范围变宽了。通过适当的设计,使该箝位二极管只在很短时间内导通,这样箝位二极管的电流应力就会很小。
3.3  进一步的改进措施
    从图11可看出,图8所示电路中的灯电压波形(ua-udc/2)不是正弦波,这是由于箝位工作模态所致,从而,灯电流中就存在高频谐波分量。这会引起EM1辐射问题。此外,在负载变轻时,该基本电路会受较高的电压应力。这可采用第二级谐振技术来解决。图12为最后所形成的电路。图中Lr2和Cr2构成第二级谐振电路。这可以在负载变轻时,把直流母线上的电压降低,并且还提供必要的电压变换增益去点亮灯管,同时又满足式(7)(这是高功率因数所需要的),由于Lr2及Cr2的低通滤波作用,灯电流波形就接近正弦波。其EM1辐射就小了。因为ua的包络线被箝到udc,灯电流中电网频率的纹波也会很小,灯电流的波峰比也下降了。
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图12  采 用 二 级 谐 振 有 箝 位 二 极 管 的 镇 流 器 电 路
4  实验结果
    为验证上面的理论分析,进行了实验。图13是在图12中没有箝位二极管时的波形。其功率因数为98%,而输入电流的THD是10.4%,灯电流的波峰比CF是2.4。
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图 13  没 有 箝 位 二 极 管 时 的 波 形
    图14是有箝位二极管时的波形(电路参见图12)。图中元件参数如下:Lr1=400μH,Cr1=1.2nF,Cin=28nF,Lr2=800μH,Cr2=9.4nF;输入电网电压是交流220V,所以udc为310V,工作频率为50kHz。功率因数0.995,THD是4.5%,CF是1.58。

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图14  采 用 二 级 谐 振 有 箝 位 二 极 管 时 的 波 形
    图12电路同图1所示的基本电路相比较,所用磁性元件数相同。图1所示电路中的变压器是必不可少的,这是为了获得适当的电压变比,去点亮灯管,同时要满足式(7)。但图1电路中的谐振电感器的体积尺寸很大,因为它必须在灯点亮瞬间,能维持较大的伏·秒积(在灯点亮瞬间,灯电流较大,有大的电流通过谐振电感,此时,电感不应进入磁饱和)。相反,谐振电感器的Lr1体积尺寸却小得多,因为,在点灯瞬间,Lr2和Cr2之间的第二次谐振,使得ua很小。实验结果表明,所用磁材总体积从基本电路中62cm3降到新电路中的42cm3。虽然在新电路中多用了2只二极管,但新电路中,整个半导体开关器件上的电压应力却大大低于基本电路的电压应力。因而,开关器件的价格也降低了。
5  结语
    基本的“电荷泵”电子镇流器电路,输入电流的THD高,灯电流的CF高,此外,在轻负载时和低的电网电压时,不易保持ZVS状态。而通过采用简单的二极管箝位技术,使输入电流的波形和灯电流的波形大大改善了,THD和CF明显地降低了。而由于引入了续流阶段,使ZVS也容易维持。此外,由于磁性元件体积的减小,半导体开关管上电压应力的减小,使新电路的成本也降低了。

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