在工业生产和控制中往往需要检测一些实际的环境变量，例如压力、电场或磁场强度、温度等，一般使用可控振荡器外接敏感元件来检测环境变量变化，可控振荡器的参数（例如周期或相位）随敏感元件值的变化而变化。许多集成传感器也都使用周期可调的振荡器，要求振荡电路的周期随敏感元件的变化而线性变化，多谐振荡器的输出为三角波，容易转化为方波，而且不需要稳幅电路，振荡频率随充电电流改变而变化，变化范围很大，可达四五个数量级[1-2]，所以多谐振荡器被广泛使用，只要在多谐振荡器前面加上一个电压-电流转换器，就 可以构成一个通用的电压频率转换器-AD7694BRMZ。
本文设计的电压频率转换器系统框图如图1，包括一个由放大器组成的电压电流转换器、带隙恒流源和多谐振荡器。其中多谐振荡器采用射极耦合电路，其振荡频率与控制电流成正比，而控制电流由输入电压大小决定，参考电压源为振荡器提供稳定的偏置，驱动级接受振荡波形并对外部模块提供大的电流输出。
电压频率转换器系统框图
2 结构设计
电压频率转换器一般要求具有高的线性度（＜0．1％）、动态范围（＞10000：1）和低的频率温度漂移（＜100ppm/K），其中最关键的部分 为振荡器。本文采用文献[1]提出的集电极钳位振荡器思路，如图2所示，电压VR为稳定的参考电压源。Q1、Q2、A1、A2组成正反馈环路，稳态时Q1、Q2一个导通，一个则截止。假定Q1导通，它的发射极电流为2I，电容C上充电电流方向自左向右，D1导通，Q1的集电极电位被钳置在（VS-VR-VBE），VBE为一个二极管的正向压降；Q2截止，D4导通，流经D4的电流也为I，则Q2的集电极电位被钳置在（VS-VBE），两个集电极电压之差为VR，Q2导通时情况也一样。这样振荡器的电压摆幅就为VR，不随温度、电源电压的影响。频率f可表示为
集电极钳位振荡器思路
f=I/（4C×VR） （1）
设置充电电流I=vin/（3×R），VR=833mV，则频率为
f=vin/（10×R×C） （2）
以上对图2电路的分析都是基于理想情况下的，即假定Q1、Q2、A1、A2所组成正反馈环路的反转时间很短，Q1、Q2在过渡状态时集电极电流为O或I。实际上这种假设只有在绝对零度时成立，在实际情况下，过渡状态附近Q1、Q2的集电
极电流处于O和I之间，这样就影响了电容充电电流的大小，而且这个变化与系统所处的环境温度有关。文献[1]仔细分析了过渡状态时充电电流的变化和对振荡频率的影响，认为对于固定的VR，振荡频率随温度升高而线性升高，频率温度系数约为230ppm／K。因此要想得到一温漂小于100ppm／K的性能，必须产生一正 温度系数的VR来做补偿。
3 模块设计
3.1 振荡器电路设计
图3示出了多谐振荡器电路图。钳位二极管D1-D6被三极管Q12-Q17代替，Vin为输入电压，VR为参考电压源。电路采用自适应偏置的技术，Q3、Q4、Q5集电极电流I随输人电压而改变，Q6面积为Q7的两倍，使它的集电极电流为21。Q9、QlO的加人使Q3、04、Q5的集电极—发射极电压Vce基本相同，增加了电流的匹配。振荡器电压摆幅等于Q12、Q16基极电压之差，与电源电压的波动无关。
多谐振荡器电路图
3．2 输入放大器设计
Q1、02采用纵向PNP三极管，这样可使输入电压低至（-VS）：Q9、QlO为Q3、Q4提供基极偏置电流，提高Q3、Q4集电极电流的匹配，Q3、Q4偏置电流应具有正的温度系数，这样可减小整个放大器的失凋电压；R2、只3为凋零电阻，输入信号差分放大后经两个缓冲器电流放大可直接驱动多谐振荡器的Q3、Q4、Q5。
3.3 带隙偏置源的设计
输入放大器电路
带隙偏置源的设计
振荡器频率与温度的关系
带隙恒压源采用传统的方法设计，Q2、Q3、Q5、Q6组成差分放大器，取Q5面积是Q6的8倍，Q5、Q6集电极电流相等，则可得R4两端电压（ΔVBE）为
公式
适当选择r值，可使Vbg温度系数很小。AMP和Q10组成电压电流转换器，流经R3的电流I1=I2+I3，其中I2为正温度系数，因此在月3两端可产生正温度系数的电压以补偿振荡器固有的负温度系数的频率漂移。
偏置电压VR1可送至输入放大器，因为Q1的集电极电流I4为正的温度系数，恰好满足输入放大器偏置的要求。
4 模拟结果
4.1 对振荡器电路做温度特性分析
参考电压VR分别取（0．833V+0ppm／℃）（B1、C1）和（0．833V+230ppm／℃）（B2、C2），输入电压取1V和100mV。可以看出，适当选取正温度系数的参考电压VR，可使振荡器在0-70℃的范围内频率温度系数处于100ppm／℃以下。
1 引言
在工业生产和控制中往往需要检测一些实际的环境变量，例如压力、电场或磁场强度、温度等，一般使用可控振荡器外接敏感元件来检测环境变量变化，可控振荡器的参数（例如周期或相位）随敏感元件值的变化而变化。许多集成传感器也都使用周期可调的振荡器，要求振荡电路的周期随敏感元件的变化而线性变化，多谐振荡器的输出为三角波，容易转化为方波，而且不需要稳幅电路，振荡频率随充电电流改变而变化，变化范围很大，可达四五个数量级[1-2]，所以多谐振荡器被广泛使用，只要在多谐振荡器前面加上一个电压-电流转换器，就 可以构成一个通用的电压频率转换器。
本文设计的电压频率转换器系统框图如图1，包括一个由放大器组成的电压电流转换器、带隙恒流源和多谐振荡器。其中多谐振荡器采用射极耦合电路，其振荡频率与控制电流成正比，而控制电流由输入电压大小决定，参考电压源为振荡器提供稳定的偏置，驱动级接受振荡波形并对外部模块提供大的电流输出。
电压频率转换器系统框图
2 结构设计
电压频率转换器一般要求具有高的线性度（＜0．1％）、动态范围（＞10000：1）和低的频率温度漂移（＜100ppm/K），其中最关键的部分 为振荡器。本文采用文献[1]提出的集电极钳位振荡器思路，如图2所示，电压VR为稳定的参考电压源。Q1、Q2、A1、A2组成正反馈环路，稳态时Q1、Q2一个导通，一个则截止。假定Q1导通，它的发射极电流为2I，电容C上充电电流方向自左向右，D1导通，Q1的集电极电位被钳置在（VS-VR-VBE），VBE为一个二极管的正向压降；Q2截止，D4导通，流经D4的电流也为I，则Q2的集电极电位被钳置在（VS-VBE），两个集电极电压之差为VR，Q2导通时情况也一样。这样振荡器的电压摆幅就为VR，不随温度、电源电压的影响。频率f可表示为
集电极钳位振荡器思路
f=I/（4C×VR） （1）
设置充电电流I=vin/（3×R），VR=833mV，则频率为
f=vin/（10×R×C） （2）
以上对图2电路的分析都是基于理想情况下的，即假定Q1、Q2、A1、A2所组成正反馈环路的反转时间很短，Q1、Q2在过渡状态时集电极电流为O或I。实际上这种假设只有在绝对零度时成立，在实际情况下，过渡状态附近Q1、Q2的集电
极电流处于O和I之间，这样就影响了电容充电电流的大小，而且这个变化与系统所处的环境温度有关。文献[1]仔细分析了过渡状态时充电电流的变化和对振荡频率的影响，认为对于固定的VR，振荡频率随温度升高而线性升高，频率温度系数约为230ppm／K。因此要想得到一温漂小于100ppm／K的性能，必须产生一正 温度系数的VR来做补偿。
3 模块设计
3.1 振荡器电路设计
图3示出了多谐振荡器电路图。钳位二极管D1-D6被三极管Q12-Q17代替，Vin为输入电压，VR为参考电压源。电路采用自适应偏置的技术，Q3、Q4、Q5集电极电流I随输人电压而改变，Q6面积为Q7的两倍，使它的集电极电流为21。Q9、QlO的加人使Q3、04、Q5的集电极—发射极电压Vce基本相同，增加了电流的匹配。振荡器电压摆幅等于Q12、Q16基极电压之差，与电源电压的波动无关。
多谐振荡器电路图
3．2 输入放大器设计
Q1、02采用纵向PNP三极管，这样可使输入电压低至（-VS）：Q9、QlO为Q3、Q4提供基极偏置电流，提高Q3、Q4集电极电流的匹配，Q3、Q4偏置电流应具有正的温度系数，这样可减小整个放大器的失凋电压；R2、只3为凋零电阻，输入信号差分放大后经两个缓冲器电流放大可直接驱动多谐振荡器的Q3、Q4、Q5。
3.3 带隙偏置源的设计
输入放大器电路
带隙偏置源的设计
振荡器频率与温度的关系
带隙恒压源采用传统的方法设计，Q2、Q3、Q5、Q6组成差分放大器，取Q5面积是Q6的8倍，Q5、Q6集电极电流相等，则可得R4两端电压（ΔVBE）为
公式
适当选择r值，可使Vbg温度系数很小。AMP和Q10组成电压电流转换器，流经R3的电流I1=I2+I3，其中I2为正温度系数，因此在月3两端可产生正温度系数的电压以补偿振荡器固有的负温度系数的频率漂移。
偏置电压VR1可送至输入放大器，因为Q1的集电极电流I4为正的温度系数，恰好满足输入放大器偏置的要求。
4 模拟结果
4.1 对振荡器电路做温度特性分析
参考电压VR分别取（0．833V+0ppm／℃）（B1、C1）和（0．833V+230ppm／℃）（B2、C2），输入电压取1V和100mV。可以看出，适当选取正温度系数的参考电压VR，可使振荡器在0-70℃的范围内频率温度系数处于100ppm／℃以下。
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