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标题: 信号完整性的反射问题 [打印本页]
作者: lbr_gao 时间: 2014-8-11 11:54
标题: 信号完整性的反射问题
最近在看信号完整性 网上找到了和教材一样的PPT
http://wenku.baidu.com/link?url=dV-n5iKBKk7nDG-CrVmpEc63QxcQfFnF86fbVnn_brkFa4195pqPFWWBdgO5uaYjDTXGEnkXx6Raizj9JGsrmRi0vBgihQVHcpXqhPt8J3O
请大家看ppt第28页 8.5节
在下有如下问题求解！
1.入射电压，10R和50R处不是已经有阻抗不连续了吗？那为什么不是 1V*（50-10）/(50+10)???
2.按照书中所说既然入射电压为0.84V，为什么远端趋于稳定后的电压是1V？
3.这节最后总结的第二点，高出的电压即1.68V，不应该是阻抗不连续反射所致的叠加波形么？为什么说是因为LC谐振产生的过压呢？
望各位高手帮忙解惑！
作者: lbr_gao 时间: 2014-8-11 12:12
求不沉啊。。。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-11 13:55
本帖最后由 逗你玩~~~ 于 2014-8-11 13:56 编辑
“1.入射电压，10R和50R处不是已经有阻抗不连续了吗？那为什么不是 1V*（50-10）/(50+10)???”
这是分压，没反射什么事~~~
“2.按照书中所说既然入射电压为0.84V，为什么远端趋于稳定后的电压是1V？”
由于源端存在内阻——即有损耗，最终瞬态的反射现象必然衰减至零，所剩将是稳态1V。
“3.这节最后总结的第二点，高出的电压即1.68V，不应该是阻抗不连续反射所致的叠加波形么？为什么说是因为LC谐振产生的过压呢？”
这里是分布参数传输线内的入反射电磁波的来回“游荡”，说是“LC谐振”只是个集总参数类比（注意原文中说的分布参数LC的振荡）。
作者: lbr_gao 时间: 2014-8-11 14:30
逗你玩~~~ 发表于 2014-8-11 13:55 
“1.入射电压，10R和50R处不是已经有阻抗不连续了吗？那为什么不是 1V*（50-10）/(50+10)???”
这是分压， ...
多谢回答！
1, 我知道是分压，就是想问哪，10欧和50欧交界处不是阻抗不连续了吗。。为什么在这个点没有产生向源端反射的情况？？
2, 能理解反射最终衰减为0，但文中提到的入射电压0.84难道和传输电压的1V是两个概念吗？
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-11 14:55
“1, 我知道是分压，就是想问哪，10欧和50欧交界处不是阻抗不连续了吗。。为什么在这个点没有产生向源端反射的情况？？”
说反射，必须得考虑空间维度。这里，源（含内阻）至传输线的入端长度为零——即忽略空间维度，所以不存在反射这个说法。一般情况下，若传输线长度比信号波长短一个数量级以上，则可忽略反射而采用通常的集总电路方法分析。
“2, 能理解反射最终衰减为0，但文中提到的入射电压0.84难道和传输电压的1V是两个概念吗？”
前面我说的是入反射中的瞬态，稳态中也同样存在入反射概念。这里的稳态，可以采用通常的直流分析——即含内组的电压源输出开路。
作者: lbr_gao 时间: 2014-8-11 15:13
逗你玩~~~ 发表于 2014-8-11 14:55
“1, 我知道是分压，就是想问哪，10欧和50欧交界处不是阻抗不连续了吗。。为什么在这个点没有产生向源端反 ...
2. 我的理解入射电压0.84V 即0.16V损耗在了内阻上 那么1V的最终稳态怎么出来的。。。。。
还有一个问题。。这个材料中以1ns传输线做1ns的分析 但是这个输入能量不应该是源源不断的么，也就是连续的，那岂不是旧的反射衰减完了新的反射又该来了嘛。。。。。
还望大侠解惑。。。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-11 16:15
“还有一个问题。。这个材料中以1ns传输线做1ns的分析 但是这个输入能量不应该是源源不断的么，也就是连续的，那岂不是旧的反射衰减完了新的反射又该来了嘛。。。。。”
课件中的那个“1ns”是指信号从源端至终端所需的延迟时间（若知速度还可求得传输线长），这里的输入源一旦接入后就一直未变（入射波始终是0.84V ），所以说其能量是“源源不断的”。通过反射回到源端，部分损耗在源内阻上，部分回到源内（透射）。当最终电流趋于零，两个方向上的电磁波平衡——即为直流状态。
作者: lbr_gao 时间: 2014-8-11 16:25
逗你玩~~~ 发表于 2014-8-11 16:15
“还有一个问题。。这个材料中以1ns传输线做1ns的分析 但是这个输入能量不应该是源源不断的么，也就是连续 ...
感谢回复！
当信号（电压）建立时，信号在传输线上存在反射，内阻上压降始终为0.16V+部分反射进内阻电压，传输线上电压为0.84±来回反射的电压，直到衰减多次，透射电压趋于0，导线电流趋于0，系统趋于平衡，开路端即远端电压为源电压1V。
不知道我这么说是否正确？
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-11 16:35
lbr_gao 发表于 2014-8-11 16:25
感谢回复！
当信号（电压）建立时，信号在传输线上存在反射，内阻上压降始终为0.16V+部分反射进内阻电压 ...
基本如此....
作者: ohayou 时间: 2014-8-11 18:00
说”分压“是基本概念有错误，是在硬套电路理论的结果。。。。
准确的说是， 在传输线的两端，要分别满足基尔霍夫定律的，这是两个重要的边界条件！
从源进入传输线的那端： 要满足KVL 关系得 1 = 10 × I + V （I和 V是传输线上t=0时刻的电流波和电压波）
而对于传输线上的电压和电流波，要满足条件 V / I = 50,
综上两式 解出 V=50/（10+50） ，只是数学结果像电路学的”分压“，但是物理概念不同哦，虽然你熟悉了概念后可以像算分压那样直接写出结果。。。。。
很多提到传输线的书本 ，这里的关键概念都略过了或者不详细！很多人这里的概念其实并没搞懂。。。
同理对于传输线的终端处，也要满足基尔霍夫定律，故在终端会出现反射波，才能满足KVL约束条件。。。 分析方法同前面。
而稳态其实是无穷多次瞬态反射的极限值，多次反射会收敛从而达到稳态。
这些都是很重要的基本概念，在电磁场课本里的传输线那章时域分析里讲的比较详细吧。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-11 19:03
ohayou 发表于 2014-8-11 18:00
说”分压“是基本概念有错误，是在硬套电路理论的结果。。。。
准确的说是， 在传输线的两端，要分别满足基 ...
“说”分压“是基本概念有错误，是在硬套电路理论的结果。。。。
准确的说是， 在传输线的两端，要分别满足基尔霍夫定律的，这是两个重要的边界条件！”
基尔霍夫定律乃电路理论。这个“边界条件”，《电磁学》中便有。
注入的入射波为
Ui = Us Z0/(Z0 + Zs)
这个就是“分压”。需注意的是，此时反射波未到源端，传输线呈现的阻抗就是其特征阻抗Z0。
作者: ohayou 时间: 2014-8-11 19:54
逗你玩~~~ 发表于 2014-8-11 19:03
“说”分压“是基本概念有错误，是在硬套电路理论的结果。。。。
准确的说是， 在传输线的两端，要分别满 ...
我觉得我已经写的够详细了，注意：仅在传输线的源端和终端， 端口处的电压电流是分别满足集总的约束哦，唯一的尺寸参数仅在于传输线长度，而当只看端口处当然没有空间尺寸，满足基尔霍夫哦。。。。
有反射也是因为要满足基尔霍夫约束的，懒的写了，方法一样。
直接套用电路学分压公式，就错在两种不同概念的阻抗混用。。。数学表达不是目的，基本观念才是重点。
新手更应该注意 ：在端口处 传输线上的电压波和电流波与端口（源或终端）电压电流满足基尔霍夫约束，从而才将波与路相连系起来。这些基础概念很容易搞错。。。。。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-11 20:17
ohayou 发表于 2014-8-11 19:54
我觉得我已经写的够详细了，注意：仅在传输线的源端和终端， 端口处的电压电流是分别满足集总的约束哦， ...
关于这个，说两点：
一）对于端面（传输线内或端口）上的“电压”和“电流”连续，此源于《电磁学》中的关于电场强度E和磁场强度H（注意，这不是磁感应强度B）在端面上的切向分量连续。这是《电磁学》的所谓“边界条件”，与“基尔霍夫定律”无关。
二）一条传输线上某一点的“电压”和“电流”，一般其比值U/I并不是特征阻抗Z0，只有是单一的行波才是如此。而我前面说的：“此时反射波未到源端，传输线呈现的阻抗就是其特征阻抗Z0。”，就是保证所论述的对象是个行波——即入射波。
相关内容，建议查看《电磁学》和《电磁波》类的书籍。其实，科班出身的话这些基础应该掌握。
作者: ohayou 时间: 2014-8-11 22:20
逗你玩~~~ 发表于 2014-8-11 20:17
关于这个，说两点：
一）对于端面（传输线内或端口）上的“电压”和“电流”连续，此源于《电磁学》中的 ...
一）虽然是电磁场教科书上最爱用的说法，但也不要因为我换了个说法你就认不出来啊？
因为在SI业界，像LZ这样的实际电路直接关注的是电压电流波形，基尔霍夫的描述更直观实用，直接与电压电流关联。
二） 还是每本提到传输线的教科书上都已经清楚描述了的内容，就懒的重复了。。。
作者: woshichuanqi 时间: 2014-8-11 23:54
看麦克斯韦方程式更直观，基尔霍夫已经分析不了了
作者: lbr_gao 时间: 2014-8-12 09:20
ohayou 发表于 2014-8-11 22:20
一）虽然是电磁场教科书上最爱用的说法，但也不要因为我换了个说法你就认不出来啊？
因为在SI业界，像LZ ...
多谢补充！敢问大侠工作多久……
作者: ohayou 时间: 2014-8-12 09:35
本帖最后由 ohayou 于 2014-8-12 10:03 编辑
woshichuanqi 发表于 2014-8-11 23:54
看麦克斯韦方程式更直观，基尔霍夫已经分析不了了
[attach]329838[/attach]
鼠标不好用，画得丑凑活看下。上图省略了源端部分。
图中 ：
（1）式 是传输线中入射电压波和电流波的约束关系
（2）式 是对进入传输线中的入射波到达终端负载时，在负载端口界面处（绿色虚线处） 应用基尔霍夫关系。
显然当 Z0=RL时 ，（2）式的等号是满足的，说明这时候没有反射波就能满足基尔霍夫约束关系；
而当Z0不等于RL时， （2）式不能够取等号，即不能满足基尔霍夫在终端的约束关系。
故这时候必须出现反射波才能重新满足基尔霍夫关系。
要推倒反射系数 可补充反射电压电流波在传输中的约束关系，然后代入到基尔霍夫约束关系中，代数运算就可。分析方法也一样，这里省略。
采用基尔霍夫描述传输线在源和终端的边界条件，小学生的数学就够用了，简单直观。
说麦克斯韦方程更直观的，你来用场来分析试试看，看能不“更直观”？虽然那些内容是每本电磁场课本上都有的东西，在这个例子中实用价值却很有限，本来就是要分析电压电流，在退化到场没必要。
作者: jz0095 时间: 2014-8-12 09:37
上述“分压”与入、反射有关。
在路言路，传输线理论、入射、反射定义都是电路的内容。
S参数入射电压的定义是针对最大功率传输条件设立的，即负载与源内阻共轭。对于纯电阻关系来说，入射电压ui等于信号源电压源E的一半，即ui=E/2。反射电压ur也得到相应的定义。这种定义没有频率的限制，即对0频率也是适用的。
举例对比：
设E=1V，源内阻Rs=10，负载RL=50，求RL上电压U。
分压法：
U=E*50/(10+50)=0.83V
反射法：
ui=E/2=0.5V;
负载对源内阻的反射系数 refl=(50-10)/(50+10)=0.67
U=ui(1+refl)=0.5*1.67=0.83V
两者的关系，慢慢品吧。
作者: ohayou 时间: 2014-8-12 10:25
lbr_gao 发表于 2014-8-12 09:20
多谢补充！敢问大侠工作多久……
不是大侠，也是小菜，最近在学习这方面
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-12 10:29
本帖最后由 逗你玩~~~ 于 2014-8-12 10:44 编辑
ohayou 发表于 2014-8-12 09:35 
鼠标不好用，画得丑凑活看下。上图省略了源端部分。
图中 ：
（1）式 是传输线中入射电压波和电流波的约 ...
这里的2式（(V+) = (I+) RL）是欧姆定律，此与基尔霍夫定律没有直接关系。
这里的1式（(V+)/(I+)=Z0）是电磁波的“电路”特性，此更是与基尔霍夫定律没有丝毫关系（有的书中拿“微分”RLC来推导，那已经是非常不专业了）。
此外，传输线上的电流（(I+)-(I-)）必须等于负载RL上的电流IL，那是源于《电磁学》中的那个边界条件（关于这个，几乎任何一本《电磁学》类的教科书中都有论述）。
或许你认为，这里的(I+)-(I-)=IL不就是那什么KCL嘛？不然！
基尔霍夫中的KCL指的是流入“节点”的电流等于流出“节点”的电流，这里是把“节点”看成是一个“实体”而非仅一个“界面”。这意味着，作为实体的“节点”内的净电荷不随时间发生变化，理想是认为其内净电荷为零。“节点”可以定义成“超级节点”（内含电源和理想元件），而对于此类“超级节点”KCL仍然成立。
在含有传输线的“电路”中，会有部分区域采用《电路原理》分析，前提是此区域的“电路”线长远短于信号的波长。此时的传输线两端在“电路”中呈现为一个二端口，其阻抗与传输线的线长、另一段的接入阻抗以及信号波长有关，根本就不能简单地用传输线的特征阻抗替代。
其实，你前面的说法本身就是个概念混淆的例子。这里，“边界条件”并不是由“基尔霍夫定律”得到的，“边界条件”只是给出了传输线和端接电路间的关系。而端接电路如果符合《电路理论》前提的话，“基尔霍夫定律”（即KCL和KVL）才可能得以应用。
作者: ohayou 时间: 2014-8-12 14:22
本帖最后由 ohayou 于 2014-8-12 14:29 编辑
逗你玩~~~ 发表于 2014-8-12 10:29
这里的2式（(V+) = (I+) RL）是欧姆定律，此与基尔霍夫定律没有直接关系。
这里的1式（(V+)/(I+)=Z0）是 ...
说了半天原来是你自己的跑远了，我前面的分析当然是基于lz给的SI中的例子，端接的源和负载都是看作集总的情况。
当然你要跳出SI的范畴，考虑任意的端接或级联那又是另一回事，电磁学的课本上大都是从一般性出发，理论虽然正确，但要直接的运用到具体某个工程领域中，是否有实际价值其实值得商榷。
还有存不存在反射 与 是否是集总电路，或频率高低无关。
如： 最大功率传输定理，无论是在分布或集总电路范畴，不管是微波还是直流,只要在线性网络的范围都是有效的。只要不匹配都会有功率被反射回去。
只是在电路尺寸相对波长足够小（模拟电路中的角度），或者说上升沿相对传输时间足够慢（SI或高速电路中的角度）时，可以忽略反射对于波形的影响而已。
这点不要搞混了。。。。。
作者: xukun977 时间: 2014-8-12 14:37
ohayou 发表于 2014-8-12 14:22
说了半天原来是你自己的跑远了，我前面的分析当然是基于lz给的SI中的例子，端接的源和负载都是看作集总的 ...
跟酱油扯，你是扯不清地。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-12 15:11
本帖最后由 逗你玩~~~ 于 2014-8-12 15:14 编辑
ohayou 发表于 2014-8-12 14:22
说了半天原来是你自己的跑远了，我前面的分析当然是基于lz给的SI中的例子，端接的源和负载都是看作集总的 ...
一点都没跑远，都在主题中~~~
其实，如果你不提那个“基尔霍夫”和“边界条件”，根本没必要用如此篇幅论之。实际的电路和《电路》书中的“电路”模型不是一回事。既然采用了“电路”模型，那就必然会忽略掉《电磁学》中的某些东西，比如空间概念，而传输线内的反射便是一例。虽然忽略了这些东西，但并不意味着这些东西实际就不存在了。不过，既然忽略了就没必要再重新拾起，除非到了不可忽略的地步。
但是，现在的问题并不在此，而是基础概念的混淆。就拿那个KCL来说，如果将其与“边界条件”混淆了，那可以说KCL可以用于传输线内了。不仅如此，谐振腔内也可以应用，那是一幅什么样的“图像”啊。
再次强调：《电路》中的基尔霍夫定律（如KCL）与《电磁学》中的“边界条件”是完全两码事。说得具体且形象点，《电磁学》中的“边界条件”管的是一张界面（不要求封闭），而“KCL”管的是一张封闭面（必须封闭）。“边界条件”要求的是界面上的特性，而“KCL”要求的是那个封闭面内的特性，两者完全不同。
建议，还是系统地看看书，这个对于初学者是非常必要的。如果是非科班出身搞这些东西（无论是RF或SI），就不要求什么了，能玩到那里算那里吧~~~
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-12 15:32
此外，前面那位老兄给的“反射”你能具体给个物理图像吗？
其实最简单的就是，信号源Us（含内阻Zs）接入特征阻抗为Zs的传输线，然后此传输线再接入到特征阻抗为Z0的传输线。这样，“反射”是有了（应该说被造出来了），但现实一定是如此吗？那根被“造出来”的传输线的特征阻抗一定就是Zs？如果不是Zs，是不是还要去再“造”一根传输线？
既然都已经明确了是个集总电路的接入，还去自寻烦恼？
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-12 16:31
最后，给幅图说明一下：
[attach]329964[/attach]
其中，边界条件就是上图中的界面左右的电流和电压相同（即I=I和U=U）。
下图中，由于是个集总电路，有KCL和KVL分别为
Izs = I
Us = Uzs + U
又因为Uzs = Izs Zs，U = I Z，显然就有
U = Us Z/(Z + Zs)
注意，这里的Z不一定等于Z0。若无反射（或反射未到源端），则Z=Z0。
作者: xukun977 时间: 2014-8-12 16:41
知识面窄，导致说话很多漏洞！
比如这个"面"，KCL有许多种表达方式，其中一种是借助于高斯面(surface)来表述的，高斯面是closed的不假，但是为了对于节点这个特例，面也演变成了一个点，此时没有内外表面之分，更谈不上闭合。
此外，KCL还有借助于非闭合面来描述的，涉及到拓扑知识，略。
所以，"KCL管封闭面"，这句不妥。首先把谁管谁搞反了(因果颠倒)，其次不一定封闭(表述方式好多种，不唯一)。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-12 19:03
本帖最后由 逗你玩~~~ 于 2014-8-12 21:48 编辑
再补一个负载端的示意图：
[attach]330116[/attach]
同样，这里的边界条件是I=I和U=U。而由下图的集总电路等效得关系
I = Il
U = Uzl
作者: jz0095 时间: 2014-8-12 19:06
逗你玩~~~ 《电路》理论已经把空间概念拿掉了，何来反射？当然，一定要把《电路》理论看成是路长趋于零的“电磁场”理论未尝不可，自寻烦恼没人阻止~~~ 发表于 2014-8-12 11:03
你的烦恼在于“反射必须与空间概念挂钩”。我前面说过，入射电压ui的定义起始于最大功率传输条件，两个相等电阻的关系就可以满足此条件；偏离此条件将产生反射，无需例如传输线的空间概念来理解反射。所谓的“分压”值是合成量，许多人没有关注到其入反射分量。要说反射的图像，两个电阻及其失配的电压、电流分量就是。高于或低于ui的合成电压，其中必有反射量的贡献。
这里只说明比传输线反射简单的集总电路反射的概念。反射系数等公式与空间并不一定有必然的联系。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-12 19:22
关于KCL，给个示意图：
[attach]330048[/attach]
注意这里的闭合面是几乎划到了元件的端面上，而各个电流标注在其各自的界面上。此外，注意那个“节点”并未给出具体的连接，可以理解为由理想导体连接（具体连接方式无关紧要）。甚至，“节点”内可含电源和其它元件，如此便是个“超级节点”。
“节点”，由于实际上是个物理连接，其应该先被认为是个“实体”，然后在此基础上规定KCL。一旦采用了基尔霍夫定律作为电路模型前提后，“节点”就只剩下一个关系了，“路”不需要再存在。
作者: Kopapril 时间: 2014-8-13 00:33
MARK，明早上班看。
作者: Lgz2006 时间: 2014-8-13 07:47
就是学多了，物理学，信号传输理论，甚至端口参数概念都搬来了
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-13 09:14
Lgz2006 发表于 2014-8-13 07:47
就是学多了，物理学，信号传输理论，甚至端口参数概念都搬来了
“学多了”？？？
大学一年级通常要学《普通物理》和《电路原理》（当然是指电类的），《普通物理》中的重头戏就是《电磁学》部分，而《电路原理》中就有二端口网络理论。虽然传输线是射频电路的内容，但某些《电路》类书籍也有介绍。
按照现在大学本科的入学年龄，这些东西大概是在二十岁前就应该学会了的。这就叫“学多了”......，不想多说了~~~
转行吧！
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-13 09:29
不过，话说回来，能混口饭吃即可，要求也别太高了噢~~~
作者: jz0095 时间: 2014-8-13 09:44
逗你玩~~~ 空间都没有了，谈什么反射啊！上下左右，你往哪里反射啊！现实中的电路当然存在反射，但这不是集总电路模型所要讨论的内容~~~ 发表于 2014-8-12 19:39
下面给出楼主链接课件的插图和我的解读。
[attach]330166[/attach]
承认不承认、讨不讨论集总反射是个人的喜好，反射理论适用于集总和分布电路却是事实。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-13 09:56
jz0095 发表于 2014-8-13 09:44
“反射需要空间”是没有说服力的。集总模型不需要空间，反射的定义也不需要空间；有空间的反射是反射理论的 ...
请注意我前面的问题：
此外，前面那位老兄给的“反射”你能具体给个物理图像吗？
其实最简单的就是，信号源Us（含内阻Zs）接入特征阻抗为Zs的传输线，然后此传输线再接入到特征阻抗为Z0的传输线。这样，“反射”是有了（应该说被造出来了），但现实一定是如此吗？那根被“造出来”的传输线的特征阻抗一定就是Zs？如果不是Zs，是不是还要去再“造”一根传输线？
既然都已经明确了是个集总电路的接入，还去自寻烦恼？
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-13 10:11
本帖最后由 逗你玩~~~ 于 2014-8-13 10:51 编辑
如果要讨论信号源至传输线间的反射，必然需要引入一根附加的传输线（实际可能是非均匀的）。就算是此附加传输线是均匀的，其特征阻抗就一定是Zs？如不是Zs，其内的反射情况更复杂。原本是个简单的问题，硬是被杜撰得如此复杂。
工程中，忽略次要因素是常识，况且在此都已经确定了其接入源部分就是个集总电路模型，意味着其内的反射再复杂也将被忽略。
说实在，如果真要较真的话，现实中均匀传输线都根本不存在，你用麦克斯韦方程去解吧！
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-13 10:35
本帖最后由 逗你玩~~~ 于 2014-8-13 10:37 编辑
jz0095 发表于 2014-8-13 09:44
“反射需要空间”是没有说服力的。集总模型不需要空间，反射的定义也不需要空间；有空间的反射是反射理论的 ...
另外，再问个逻辑问题：
入射和反射都是有方向的，如果是三维空间的话入射和反射还不一定是呈一百八十度反向关系。我们都知道，集总电路模型是不具备空间维度的，那么其内的“入射”和“反射”的“图像”是怎样的？注意，别拿个电路图来比划，那图只是集总电路模型的可视图形表示之一，非唯一。
作者: hhucwyd 时间: 2014-8-13 11:29
第一个问题，是因为信号源内阻与传输线距离很近，无需分布参数模型考虑，故不考虑信号反射，直接集总参数模型考虑既可以。当经过较长传输线阻抗不连续，才需要分布参数模型考虑反射。
第二个问题，多次正、负反射叠加效果，可自己推导一下就知道了。
第三个问题，其实是一样的，只是不同层面的解释，LC谐振既是寄生电容电感瞬态的表现，也是集总参数模型类比的说法吧。反射是LC造成的分布参数模型中传输结果。
作者: jz0095 时间: 2014-8-13 11:39
其实最简单的就是，信号源Us（含内阻Zs）接入特征阻抗为Zs的传输线，然后此传输线再接入到特征阻抗为Z0的传输线。这样，“反射”是有了（应该说被造出来了），但现实一定是如此吗？那根被“造出来”的传输线的特征阻抗一定就是Zs？如果不是Zs，是不是还要去再“造”一根传输线？
既然都已经明确了是个集总电路的接入，还去自寻烦恼？
你把讨论的模型复杂化了。Zs接Z0=Zs的传输线只起到将源输出参考面移到该传输线的末端，其戴维南等效电路仍是没有该传输线的源。整个电路模型仍是Zs接不同Z0的传输线。
强调集总电路存在反射，不是自寻烦恼，而是有应用为支撑的。例如，网络分析仪测量元件的阻抗，是以测量反射系数为基础的。测量时，参考面校准到元件的根部。反射的第一个产物是参考面的合成电压，该合成电压不需要空间产生。反射量可以通过定向耦合器分离出来；也可以通过合成电压的高低计算出来，即集总、无空间可以有反射。
“分压”是处理手段，原理、概念是另一回事。
入射和反射都是有方向的，如果是三维空间的话入射和反射还不一定是呈一百八十度反向关系。我们都知道，集总电路模型是不具备空间维度的，那么其内的“入射”和“反射”的“图像”是怎样的？注意，别拿个电路图来比划，那图只是集总电路模型的可视图形表示之一，非唯一。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-13 12:11
jz0095 发表于 2014-8-13 11:39
你把讨论的模型复杂化了。Zs接Z0=Zs的传输线只起到将源输出参考面移到该传输线的末端，其戴维南等效电路仍 ...
就看你的那几个实例吧：
例如，网络分析仪测量元件的阻抗，是以测量反射系数为基础的。测量时，参考面校准到元件的根部。反射的第一个产物是参考面的合成电压，该合成电压不需要空间产生。反射量可以通过定向耦合器分离出来；也可以通过合成电压的高低计算出来，即集总、无空间可以有反射。
网分测反射，其目的就是为了弄清楚器件的特定参考面上的反射系数，然后根据具体的传输线接入可得到传输线任意断面上的反射系数（或阻抗），这里的空间概念非常具体。
这里又提到了定向耦合器，那玩意儿的空间特性从其名字中即可见一班。
看另一个：
在电路中，入射和反射的方向是沿导线定的。没有空间维度的集总入、反射结果是：合成量，U=ui+ur, I=Ii-Ir。ui、Ii 可知，反射量可以计算出来。
没有“导线”，没有来回反射的过程，零时间内就已经叠加好了的“合成量”，甚至是如何叠加而成都不知道（只知道其最终值），再去分析有何意义？此外，传输线中的ui、ur、Ii、Ir都有特定的走向（称为行波），在集总电路模型中如何行走？
作者: jz0095 时间: 2014-8-13 15:14
网分测反射，其目的就是为了弄清楚器件的特定参考面上的反射系数，然后根据具体的传输线接入可得到传输线任意断面上的反射系数（或阻抗），这里的空间概念非常具体。
没有“导线”，没有来回反射的过程，零时间内就已经叠加好了的“合成量”，甚至是如何叠加而成都不知道（只知道其最终值），再去分析有何意义？此外，传输线中的ui、ur、Ii、Ir都有特定的走向（称为行波），在集总电路模型中如何行走？
可以知道合成量是如何迭加的，由此可以解出入、反射量。
各行波的走向按定义方向行走、合成，见下图。
[attach]330346[/attach]
借用老图说明。对于单端口情况，只需关注1端口各行波的方向，各行波方向是信号端上的方向。
在无空间的集总条件下，行波在各节点、支路的贡献是根据元件的性质即时完成的。各节点合成电压、各支路合成电流，是根据下式形成的（用1端口标注量），
U1=U1i + U1r（三个电压同向，U1r=I1r*R01）
I1=I1i – I1r（I1r与其他电流反向）
当E1已知，根据入射波定义可以直接写出：
U1i=E1/2，I1i=E1/(2R01)
当测出U1后，
I1=(E1-U1)/R01，U1r=U1-U1i，I1r=I1i-I1。
分析入、反射量有什么意义？
首先，说明集总下各合成量与入反射是有联系的。它们为今后的分析提供了新的视角。比如说，40楼图的阶梯波形就是用入、反射（非空间量）原理说明的；振铃是由入反射波（空间量）的迭加形成的。振铃，可以从控制入反射波的角度去消除，等等。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-13 15:59
jz0095 发表于 2014-8-13 15:14
注意，测量只能得到特定参考面的结果。传输线任意参考面的反射系数靠的不是此次测量。我举网分测量的例子， ...
“注意，测量只能得到特定参考面的结果。传输线任意参考面的反射系数靠的不是此次测量。”
只要知道线长和特征阻抗，这些完全可以通过计算得到。
“我举网分测量的例子，是要说明：特定参考面与被测物之间没有距离。定向耦合器是分离入、反射量的手段，与参考面即时的反射、合成产物没有关系。”
参考面可以人为定义，这不是绝对的。定向耦合器就是根据行波的不同方向来定向耦合出特定方向上的行波（譬如入射波和反射波），这里其实已经是有了具体的行波作为前提的。
“可以知道合成量是如何迭加的，由此可以解出入、反射量。”
这里其实就是假设了有那么一条特征阻抗为R01的传输线，且认为此传输线的长度为无穷短。先不纠结那个“无穷短”（其实总有一定的长度，长度不同效果就不一样），就看那个特征阻抗。如果特征阻抗不是R01，则具体的反射过程将完全不同，虽然最终的稳态是一致的。
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-13 16:09
前面已经说了：
没有“导线”，没有来回反射的过程，零时间内就已经叠加好了的“合成量”，甚至是如何叠加而成都不知道（只知道其最终值），再去分析有何意义？
你可以按照你的假设弄个“反射”出来，但是我也可以按照我的假设弄个完全不同的“反射”出来，虽然其最终稳态是一致的。而集总参数电路模型给出的结果就是那个最终的稳态。那么，在没有具体附加信息的前提下，仅凭那么个集总电路模型去猜测原本不一定存在的东西有何意义？
作者: jz0095 时间: 2014-8-13 18:18
你可以按照你的假设弄个“反射”出来，但是我也可以按照我的假设弄个完全不同的“反射”出来，虽然其最终稳态是一致的。而集总参数电路模型给出的结果就是那个最终的稳态。那么，在没有具体附加信息的前提下，仅凭那么个集总电路模型去猜测原本不一定存在的东西有何意义？
我比较好奇，你有根有据地弄个完全不同的“反射”出来看看？
作者: 逗你玩~~~ 时间: 2014-8-13 18:23
jz0095 发表于 2014-8-13 18:18
我比较好奇，你有根有据地弄个完全不同的“反射”出来看看？
特征阻抗不是R01即可，还没考虑到那个所谓的“无穷短”传输线的具体长度问题~~~
作者: woshichuanqi 时间: 2014-8-13 22:35
ohayou 发表于 2014-8-12 09:35
鼠标不好用，画得丑凑活看下。上图省略了源端部分。
图中 ：
（1）式 是传输线中入射电压波和电流波的约 ...
这么等效去看也能说得通，但是里面的概念很多是不同的。阻抗的计算看是完全等效为一个电容，也就是电场对电磁波的约束力，传输线反射，天线反射更多是反射波和传输波的叠加造成的传输损耗以及功率上不去。（个人看法）
作者: lbr_gao 时间: 2014-8-14 00:03
帖子暂时不结，欢迎继续讨论。 LZ默默学习中。。。。
作者: successlove 时间: 2014-8-14 16:04
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