麻烦大家给看看设计的推挽放大电路各参数对不对

只看该作者 · 2010-8-4 18:45

本帖最后由 tongshaoqiang 于 2010-8-16 10:01 编辑

因为出差好久没来21ic了，各位都工作顺利吧。发个帖，也是以前跟maychang老大请教过的，做个小功率的推挽放大电路。参数的取值麻烦大家给看看。

设计步骤：
功率输出1w，负载是变压器次级的20nf电容，在360khz下折算到变压器初级的值也就是放大电路的负载是5.5欧姆。输入正弦信号-4v≈4v。
1、计算输出电压的峰值Vo=sqar2*（sqar1*5.5）=3.36v，峰值电流=3.36/5.5=600ma，Q1、Q2的β=30min（有些小，导致放大电路的输入阻抗不能增大）
2、计算IB=600/30=20ma,基电极电阻R1、R2的计算：令流过R1,R2的电流为5IB，R1+R2=(15-1.2)/0.1=138 ohm,令R1=R2=70 OHM
D1、D2使用的是P6KE17A
不知道参数设置对否，实际输出能否达到计算要求。

P6KE17A.pdf (59.09 KB)

TIP41C.pdf (40.49 KB)

TIP42C.pdf (39.71 KB)

1万 · 2010-8-4 19:28

建议输入输出点都用电容隔直。

3万 · 2010-8-4 19:33

输出电压峰值5.5V，而电源电压15V，电源电压仅利用了很小一部分，效率太低。你完全可以改变变压器初次级匝比，让输出电压峰值高一些，电流小一些，这样效率可以提高。
基极电阻太小了，其上的直流功率耗散太大。你这样选择的原因是想要功率管有20mA基极电流，但这样实在太浪费。输出功率仅1W，基极电阻上直流耗散却超过5W，不能容忍。
可以与两个二极管各串联一个小电阻以提高二极管两端电压。另外，没有必要基极电阻上电流为5倍基极电流那么多。由于两支二极管的存在，基极电阻上电流比20mA大一些即可。
不知道为什么用P6KE，这不是普通二极管，是瞬变抑制二极管。此处用普通二极管即可。
基极电流20mA，是要让功率管工作于甲类状态，但甲类状态效率相当低。既然已经用了推挽，应该让功率管工作于接近乙类状态的甲乙类状态，静态时基极电流有0.1mA以上即可。

3万 · 2010-8-4 20:35

还有一些问题：
第一个问题是TIP41/42的特征频率好像是相当低的，而你的工作频率相当高。TIP41/42能否工作于这么高的频率，还需要检查一下。
第二个问题更麻烦。你的负载基本上是纯电容，所谓功率输出1W，是电容上的无功功率。也就是说，负载储能并与放大器来回交换能量，实际上负载几乎不消耗能量，有功功率很小。此电路却好像没有负载储能返回到电源的机制。
此电路是否可以用，或者怎样改进才可以用，我还没想好。

只看该作者 · 2010-8-4 22:30

2# gaohq

应该加，特别是输入侧。
谢了

只看该作者 · 2010-8-4 22:47

3# maychang
感谢老大的耐心解释！
几个问题，跟maychang老大请教一下啊。
1、“输出电压峰值5.5V，而电源电压15V，电源电压仅利用了很小一部分，效率太低。你完全可以改变变压器初次级匝比，让输出电压峰值高一些，电流小一些，这样效率可以提高”
谈谈我的理解，就是让容性负载在360khz下的阻抗22欧姆，换算到变压器的初级侧的值大些。把变比调到2：1或者更高。这样不但满足maychang老师说的，降低电流提高电压，而且也可以让前面的IB取值低些。对否?
我觉得前面的IB取值高的原因，主要是三极管的β太小，如果使用β值高的，也会使IB降低，从而前面的R1、R2上面的功耗会小。
maychang老大说的太对了，后面的输出功率才1w，而前面的电阻消耗就5w左右，实在可笑啊。

2、“可以与两个二极管各串联一个小电阻以提高二极管两端电压”
没有明白是什么意思，或者起到什么作用。maychang老大方便的话给解释解释。

3、“P6KE”
正如老大所说，不是普通二极管。因为手头上就只有这种二极管了，没有去买其他的，实验先用着了。设计应该养成成本考虑的习惯啊，这点以后我会注意。

只看该作者 · 2010-8-4 23:01

4# maychang

1、tip41\42的特征频率是3mhz，我觉得用到360khz应该够了吧。当然得看具体实验情况了。

2、老师说的第二个问题好像很麻烦啊。具体使用中，我会在电容上并联一个13uh的电感，让变压器的次级跟该电感在360hz下发生谐振。不知道效果能否解决maychang老师的疑问。好像lc谐振也不会消耗能量。如果再在lc谐振上面并联一电阻，有了耗能元件，且带宽也大了，但是牺牲了谐振时的峰峰值电压。

以前做个一个类似的空心变压器升压电路。功率放大器（仪器）出来的信号加到空心变压器的初级（2圈），变压器的次级也是接20pf左右的电容，在功放13w左右时，次级lc谐振时达到了6000vpp。好像次级lc谐振部分也没有用到耗能元器件。
只是现在这个电路的负载电容太大，使谐振时的q值太低，输出的峰峰值电压太小。

3、关于该电路的阻抗匹配问题。现在的推挽放大电路的输出阻抗是0.5 ‖0.5=0.25欧姆，而实际次级容性负载反馈到变压器的初级的电阻为5.5欧姆，这样的话阻抗是匹配的吗？（匹配是否不用大小完全相等吧）疑问中。

3万 · 2010-8-4 23:35

7楼：
特征频率是指共发射极电路电流放大倍数下降到1的频率。在此频率以下，大致上频率与放大倍数成反比。1/10特征频率处电流放大倍数就是10。

并联电感后，负载特性完全变了，更需要重新考虑。

这里没有什么“阻抗匹配”。这个词汇，绝大多数情况是误用的。

只看该作者 · 2010-8-5 10:07

本帖最后由 tongshaoqiang 于 2010-8-6 07:49 编辑

8# maychang
仔细看了maychang老大的回复。有几个问题，还需要老大给讲讲。
1、关于提高输出的峰值电压问题有个疑虑。现在理论上的输出峰值电压是3.36v（5.5是放大电路的的负载阻抗值），如果按照maychang老师的建议：提高输出峰值电压，降低输出电流。是否这个峰值电压也有一定的限制？我的考虑是射极输出时作为电压跟随的作用，而两三极管的Vebo分别为5v，-5v。那么限定了输出的峰值电压是不能超过5v和-5v的。这么考虑对吗？

2、关于老大计算的基电极电阻的耗功率5w，而我的计算是：（15-1.2）的平方除以（70+70）=1.36w，或者0.1*0.1*140=1.4w，不知道跟老大计算的5w差别在哪？（可能在于对电路工作时的理解上，三极管轮流工作，（15-1.2）*（15-1.2）/70=2.7w,基电极电阻总功耗2.7*2=5.4w）
哪个计算对?

3、关于特征频率的理解。如果让β值取30，那么他的频率只能工作在100k，这么理解对吗？

4、为了减小基电极电流，提高放大电路的输入阻抗，可以采用β值大的（100）且特征频率500mhz的三极管，可有型号推荐？

3万 · 2010-8-6 08:33

9楼：
1、你这个电路是射极输出器，输出电压峰值在不考虑输入信号幅度时仅受电源电压限制，比电源电压小一个三极管的饱和压降。考虑输入信号幅度时，因射极输出电压增益约为1，故输出电压峰值近似就是输入信号峰值。
输出是跟随输入的，所以两管基极与发射极之间反向电压不会很大，绝不会到5V那么大。

2、静态时，70欧电阻上电压为15V的电源电压减去一个二极管管压降，约14.3V。(14.3^2)/70=2.92(W)。两个偏置电阻上功耗就是5.84W。
这是静态功耗。有信号输入时，需要考虑信号电压在这两个电阻上产生的电流做功，比此值还要大。

3、是。

4、一般地说，耐压越高，频率特性越差，放大倍数越小，电流越大，频率特性也越差。小功率管的频率特性容易做得好。

射极输出功率放大器要求输入电压幅度稍大于输出幅度，你的信号幅度恐不够大，需要增加前级。
射极输出电路，如果前级与功率级使用同一电源，是不能输出足够的电压摆幅的，需要采用所谓“自举电路”来提高前级输出电压摆动幅度。

这些都不是重要问题。能量倒流才是问题。
在三极管集电极与发射极之间并联二极管，对感性负载来说，可以允许能量倒流。对容性负载，还没有想好。

只看该作者 · 2010-8-7 09:03

把变压器变比调到1：1，做的实验效果并不好。可能电路没有调整到最佳状态。

输入信号，我用的信号源，输出信号的可达-5~5v，前级就没加放大。

只看该作者 · 2012-8-9 21:40

请教个问题哈，这个是multisim软件画的图吗，这个PNP管怎么找到的，我找到的PNP管都是如果基极在左边，箭头就在下面，图中基极在左边，箭头在上面，这个可以设置吗，新手学习，劳烦楼主帮主解答。

只看该作者 · 2012-9-21 15:14

12# ferovor14
不是你说的软件画的，protel99画的

麻烦大家给看看设计的推挽放大电路各参数对不对

相关下载

相关帖子

缘定三生

技术奇才奖章

精华达人奖章

湍急之河流

核心会员奖章

坚毅之洋流

十世金身