请教：用脉冲变压器驱动IGBT的若干问题

只看该作者 · 2018-1-25 10:01

以前经常用脉冲变压器驱动可控硅，可最近发现居然也能用脉冲变压器驱动IGBT，感觉很不可思议。由于还没有电路板可以实测，所以先探讨一下，有经验的老师可以给些指点。
1 可控硅之所以能用脉冲变驱动，是因为可控硅是电流型驱动的，可是IGBT是电压型驱动，要求门极电平信号基本是一个直流电平，这种情况下，脉冲变怎么可能满足呢？
2 驱动可控硅的脉冲变跟驱动IGBT的脉冲变从原理上讲，有什么本质区别吗？
3 假如说，我想用一个长时间的高电平来驱动这个脉冲变（在满足脉冲变的积分参数的前提下），是否可行？比如说，我想输出一个连续时间长达10ms的高电平给原边侧，此时脉冲变的输出会如何？
4 如果3的方案不可行，那么我就用PWM去接近它。比如说，我可以尽量的提高PWM的占空比，比如达到80%以上，这个思路是否可行？
5 基于3和4，根据我对脉冲变的理解，在输入侧的高电平期间，原边侧的电流应该是一阶的固定斜率的曲线，但是时间过长的话，电流会不会很大而导致不可预期的后果呢？靠什么来评估这个电流呢？
6 如果有前辈能提供一个实际的门极电路，小弟将感激不尽。
谢谢。

只看该作者 · 2018-1-25 21:51

我担心的是输入侧的PWM的低电平期间，此时原边通过R1和D1续流，续流时对输出侧而言应该是失控的阶段。此时，如果加在门极上的电压达不到导通的电压，会不会炸管子呢？

只看该作者 · 2018-1-25 22:04

分析暂态过程的话，当前端三极管的控制输入信号由高电平转为低电平、也就是下降沿的瞬间，此时原边的电流应该达到了最大值。假设说达到了1A，而R1推荐值是1K以上，按照1K算，那么瞬间RD吸收上的电压达到1KV！所以，原边电流上升的斜率似乎是非常重要的，但是资料上却无法提供。

只看该作者 · 2018-1-26 11:29

功率型驱动满足峰值电压，电流。为了隔直使用变压器因为变压器只能传递变化的磁能就要用时分原理传递连续的驱动功率列如DC-DC 变换一样
实际试验可直接次级端不需整流？试试吧 DC-AC

3万 · 2018-1-27 15:53

1 可控硅之所以能用脉冲变驱动，是因为可控硅是电流型驱动的，可是IGBT是电压型驱动，要求门极电平信号基本是一个直流电平，这种情况下，脉冲变怎么可能满足呢？

理想变压器(电感量无穷大，无漏感，无分布电容，允许任意磁通量……)可以传输方波。故MOS或者IGBT可以用变压器驱动。实际上，比较早期的开关电源有很多是变压器驱动功率开关管的。

3万 · 2018-1-27 15:57

2 驱动可控硅的脉冲变跟驱动IGBT的脉冲变从原理上讲，有什么本质区别吗？

没有本质区别。
但驱动晶闸管只需要传输与脉冲周期相比较很窄的脉冲(占空比很小)，而驱动MOS管或者IGBT需要传输相对宽的脉冲(占空比比较大)。传输宽脉冲，对变压器的电感量有要求。

3万 · 2018-1-27 16:04

3 假如说，我想用一个长时间的高电平来驱动这个脉冲变（在满足脉冲变的积分参数的前提下），是否可行？比如说，我想输出一个连续时间长达10ms的高电平给原边侧，此时脉冲变的输出会如何？

传输长达10ms的宽脉冲，要求变压器的电感量够大，而且要求在如此长的时间内变压器铁心不会进入磁饱和。这样，变压器铁心截面积要够大，匝数要够多，变压器的体积和重量都会比较大。为满足这样的要求(10ms)，这样的变压器往往要用硅钢片做铁心而不使用铁氧体。

3万 · 2018-1-27 16:13

4 如果3的方案不可行，那么我就用PWM去接近它。比如说，我可以尽量的提高PWM的占空比，比如达到80%以上，这个思路是否可行？

变压器工作，不能传输直流，只能传输交流。为此，变压器(初级和次级合起来)在一个周期内电压平均值必须为零，电流平均值也必须为零。
要提高占空比达到80％，那么变压器必须在剩余的20％时间内将80％的电压和电流平均出零来。也就是说，20％时间内变压器初级或者次级必须被施加4倍的反向电压(图中变压器为三极管单端驱动，理论上三极管在20％时间内要承受5倍电源电压，实际上比5倍还要大)，以使变压器铁心中磁通复位。这在实际应用中不能不考虑。
不是不可行，是实现起来必须考虑很多因素，尤其是这个变压器能否承受这样的工作条件(三极管是容易选择的)。

只看该作者 · 2018-1-27 16:38

感谢MAYCHANG老师。
在您的答复中，“要提高占空比达到80％，那么变压器必须在剩余的20％时间内将80％的电压和电流平均出零来。也就是说，20％时间内变压器初级或者次级必须被施加4倍的反向电压(图中变压器为三极管单端驱动，理论上三极管在20％时间内要承受5倍电源电压，实际上比5倍还要大)，以使变压器铁心中磁通复位。这在实际应用中不能不考虑。”所说的其实就是我关注的续流期间的表现。我担心的是续流期间还受控吗？
我在想，如果后面的2个对头的管子，换成一个9V的稳压管（横着放）与电阻串联（竖着放，与GE并联），可以保证大于9V的电压才能到达门极，岂不更好？

3万 · 2018-1-27 16:44

5 基于3和4，根据我对脉冲变的理解，在输入侧的高电平期间，原边侧的电流应该是一阶的固定斜率的曲线，但是时间过长的话，电流会不会很大而导致不可预期的后果呢？靠什么来评估这个电流呢？

为叙述方便，原图添加了几个元器件的标注。
此电路是典型的正激变换器，Q导通时L1两端上正下负，L2两端也是上正下负。
对理想变压器(电感量无穷大，无漏感，无分布电容，无磁饱和……)来说，因为变压器初级电感L1电感量无穷大，所以Q导通后变压器初级电流不会倾斜上升，而是由次级电流决定。
如果图中变压器T是理想的，那么Q导通后变压器初级L1两端电压为电源电压V1(不考虑Q饱和压降，D1关断)，次级L2两端电压由V1和变压器两绕组匝数比决定。变压器次级负载为R3和IGBT输入电容(包括米勒电容)。变压器次级电流应该是IGBT输入电容充电电流再加上R3中电流(D3关断，D4D5假定也关断)。IGBT输入充电电流自然是个尖峰，R3中电流是直流。所以次级电流是直流但在Q导通后很短时间内叠加一个很大的尖峰。次级电流如此，初级电流也如此，只不过初级电流是按照两绕组L1和L2匝数比将次级电流折算到初级的数值。
对实际的变压器，Q导通时除前述电流之外，还存在一个按照固定斜率上升的电流。此电流从电路上说，是因为变压器初级L1电感量有限，直流电压V1施加到变压器初级而产生的。从磁路上说，变压器铁心中磁通线性上升(注意前述IGBT输入电容充电电流再加上R3中电流并不会使铁心中磁通变化，因变压器初级和次级中电流所产生的磁通互相抵消)。Q导通时间长，当然铁心中磁通也大。占空比50％情况下铁心可能未进入饱和，80％占空比铁心就可能进入饱和。所以必须根据变压器参数审慎计算铁心是否会进入饱和。
观察铁心是否进入饱和，可以用示波器看初级电流波形(这是比较麻烦的事)。如果看到电流不是线性上升，而是加速上升(电流曲线向上扬)，即可判断铁心已经进入饱和。

3万 · 2018-1-27 16:56

小研究发表于 2018-1-25 22:04
分析暂态过程的话，当前端三极管的控制输入信号由高电平转为低电平、也就是下降沿的瞬间，此时原边的电流应 ...

原边电流上升的斜率由电源电压和变压器原边电感量决定。
Q关断时，对实际变压器，D1和R1以及次级电路的D3和R2必须在20％时间内将变压器储存能量释放。不仅是变压器初级电感储存的能量，因变压器初级和次级之间有漏感，R1还要将漏感储存的能量释放。R1和R2应该用多大，必须根据变压器参数审慎计算。最好是在计算值之上再增加一些(电阻值用得更大一些)，这样在20％的Q关断时间内变压器储存的能量能够提前释放，磁通复位为零。如果铁心磁通在Q关断期间不能完全复位，铁心必将在若干周期后进入饱和。

3万 · 2018-1-27 17:00

小研究发表于 2018-1-27 16:38
感谢MAYCHANG老师。
在您的答复中，“要提高占空比达到80％，那么变压器必须在剩余的20％时间内将80％的电 ...

“我担心的是续流期间还受控吗？”
你所说的“续流”，是指Q关断期间？若是，那么Q关断期间L2两端电压由电阻R1和R2决定，方向一定是上负下正(故D3必定导通)，IGBT得到的是个很小的负压。

只看该作者 · 2018-1-27 17:15

maychang 发表于 2018-1-27 16:56
原边电流上升的斜率由电源电压和变压器原边电感量决定。
Q关断时，对实际变压器，D1和R1以及次级电路的D3 ...

R1为什么要增大而不是减小呢？减小的话，续流的电流在上面的压降才小啊？

只看该作者 · 2018-1-27 17:19

maychang 发表于 2018-1-27 16:56
原边电流上升的斜率由电源电压和变压器原边电感量决定。
Q关断时，对实际变压器，D1和R1以及次级电路的D3 ...

我们忽略掉我们讨论的前提，不设定占空比，或者就认定高电平之后有足够的时间恢复到0能量。那么此时续流期间L1上的电压变为上负下正，电流仍然是由上至下，由于变压器传输的本质是电流感应，因此此时L2上的电压和电流方向应该不变。也就是说，无论是驱动的有效期间还是续流期间，副边的电压和电流的方向是不变的，这就是我为什么担心失控的原因。
不知道我说的是否正确？