在降压转换器中DCR电流检测
降压转换器是最常见的电源拓扑，电源工程师深知其强项和弱点。电源系统设计的挑战之一是电流检测。在降压转换器中，一种广为流行的简便方法是 DCR 电流检测。说它简便，是因为这种方法不会使电源设计增加额外的成本或功耗，但人所共知的是，这种电路准确度很低，尤其是使用小型、低ESR电感器时，更是这样。
图1：DCR电流检测电路 RC值的计算足够简单，
，其中： L=L1的电感值； DCR=电感器L1的DC电阻； R=图1原理图中的R2（或者，如果有R3存在，就是R2和R3的并联）； C=图1原理图中的C1。 请注意，在图1中，如果ISENSE峰值信号的幅度使差分放大器饱和，那么就增加R3，以降低该峰值信号幅度，使其处于差分放大器的规定范围内。 简便总是受欢迎的，但如常理所言，“便宜无好货，好货不便宜”。这种电路的准确度非常差。 首先，电感器的DCR有很宽的容限范围，± 7%甚或±10%是很常见的。
电感器DCR的典型规格 如果初始容限为10%，那么图1所示180nH电感器的DCR可能低至261mΩ或高达319mΩ。雪上加霜的是，电感器会发热，铜线绕组的温度系数为3930PPM/ºC或0.393%/ºC。如果应用的温度上升至比环境温度高35ºC，电感器本身发热使温度再上升35ºC，那么标称DCR就可能升至：
比标称值增大35%。
最差情况的上限为： ![]() 比标称值增大40%。
最差情况的下限为：
比标称值增大15%（总误差更低，是因为铜线的正系数补偿了电感器的低初始值）。 从工程设计的角度来看，这确实很糟糕，因为过流标记和过流停机都是基于这些电阻设定的。如果电路太敏感，就会在没有达到需要停机的程度就停机了。这不是我们想要的结果。如果电路不敏感，就会有电感器和功率FET压力过大的风险。这更不是我们想要的结果。 情况能糟糕到什么程度？ 假定正在设计一个能在1V时提供最大35A的电路（现在，对一个切合实际的单相降压转换器而言，这个数值是合乎情理的）。如果电感器DCR处在容限低端，那么输出得到35A时，控制器认为提供了40A。这意味着，OCP不能设定为低于40A，否则电源会在标称负载时停机。 反过来，当OCP设定为40A，电感器DCR增大10%时，情况会变得多糟糕？ 在这种情况下，实际负载电流为40A，但DCR为407µΩ，因此控制器认为，输出电流是65A。这意味着，OCP需要设定为65A，如果不设定为这个数值，就有在不到40A时就出现OCP停机的风险。这似乎不能接受，可一旦OCP设定为65A，电路就必须设计成，在偶尔准确报告电流的情况下，也得连续提供这么大的电流。这意味着输出电感器和功率FET严重过度设计，电源必须提供35A，但却必须按照能够连续提供65A来设计。而且，使情况更糟的是，电感器中的电流除了有DC分量，还存在峰值至峰值纹波。这个纹波有多大呢？对纹波电流而言，常用设计原则是20%。这意味着，逐周期限流值必须设定为高于65A，因此保护输出FET的能力就变得非常成问题了。 如果针对30%纹波电流来设计，会发生什么情况？ 然后，你会意识到，典型电流检测电压范围为10mV至20mV。如果在一个电源中，有开关节点振铃，有输出电感器产生的杂散磁场，还有电流在旁路电容器和输出电容器中流通，那么就很难得到可以接受的信噪比（SNR）。要想信号质量还有任何希望的话，电流检测连接线必须仔细布置成差分对（因此，所拾取的任何噪声都是共模的），并布置得远离电感器、开关节点和大电流/高频电流回路。这在空间受限的设计中是很难的，一如现在空间受限设计中的一切看起来都很难一样。
图3：开尔文电感器电流检测布线
我们能做什么？ 首先，通过使用热敏电阻器或温度检测二极管（通常是小型晶体管中正向偏置的PNP基-射节），可以基于经验估计出电感器的温度。通过这种方式，可以调节铜线绕组电阻的热响应。这太有帮助了。工程师们真是太了不起了。如果我们确实做得非常仔细，那么最好的结果有可能达到±10%。
我们还能做什么？ 我们可以无视简便的DCR电路，给输出电感器串联一个昂贵的、温度稳定的电流检测电阻器。这增加了成本，损害了转换器的效率，但是凭借良好的差分信号布线，我们能够以高得多的准确度检测输出电流。随着容限累积，我们可以得到±5%或更好的总体电流检测性能。工程师们在设计评审中既证明了这种方案的合理性，又避开了对其设计影响效率和成本的批评，他们的勇气令我钦佩。
还有其他方法吗？ 有个东西比电流检测电阻器好。让功率链路器件报告其电流。这种方法运用良好设计的智能电源状态（SPS），虽然增加了电流检测成本，但是能够提供与标称输出要求非常接近的峰值功率能力，二者功过相抵。结果是，大大减少了过度设计功率链路元件导致的浪费。
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