在高频电路中如何正确处理电容
正确理解AC耦合电容
在高频电路设计中，经常会用到AC耦合电容，要么在芯片之间加两颗直连，要么在芯片与连接器之间加两颗。看似简单，但一切都因为信号的高速而不同。信号的高速传输使这颗电容变得不“理想”，这颗电容没有设计好，就可能会导致整个项目的失败。因此，对高速电路而言，这颗AC耦合电容没有优化好将是“致命”的。
下面依据之前的项目经验，盘点分析一下我在这颗电容的使用上遇到的一些问题。
最开始要先明白AC耦合电容的作用。一般来讲，我们用AC耦合电容来提供直流偏压，就是滤出信号的直流分量，使信号关于0轴对称。既然是这个作用，那么这颗电容是不是可以放在通道的任何位置呢？这就是最初做高频电路时，在这颗电容使用上遇到的第一个问题——AC耦合电容到底该放在哪。
这里拿一个项目中常遇到的典型通路来分析。
图1：AC耦合电容典型通路
在低速电路设计中，这颗电容可以等效成理想电容。而在高频电路中，由于寄生电感的存在以及板材造成的阻抗不连续性，实际上这颗电容不能看作是理想电容。这里信号频率2.5G，通道长度4000mil，AC耦合电容的位置分别在距离发送端和接收端200mil的位置。我们看一下仿真出的眼图的变化。
图2：AC耦合电容靠近发送端的眼图
图3：AC耦合电容靠近接收端的眼图
显然，这颗AC耦合电容靠近接收端的时候信号的完整性要好于放在发送端。我的理解是这样的，非理想电容器阻抗不连续，信号经过通道衰减后反射的能量会小于直接反射的能量，所以绝大多数串行链路要求这颗AC耦合电容放在接收端。但也有例外，笔者之前做板对板连接时遇到过这个问题，查PCIE规范发现如果是两个板通常放置在发送端上，此时还利用到了AC耦合电容的另外一个作用——过压保护。比如说SATA，所以通常要求靠近连接器放置。
解决了放置的问题，另一个困扰大家的就是容值的选取了。这样说，我们的整个串行链路等效出的电阻R是固定的，那么AC耦合电容C的选取将会关系到时间常数（RC），RC越大，过的直流分量越大，直流压降越低。既然这样，AC耦合电容可以无限增大吗？显然是不行的。
图4：AC耦合电容增大后测量到的眼图
同样的位置，与图3相比可以看出增大耦合电容后，眼高变低。原因是“高速”使电容变的不理想。感应电感会产生串联谐振，容值越大，谐振频率越低，AC耦合电容在低频情况下呈感性，因此高频分量衰减增大，眼高变小，上升沿变缓，相应的JITTER也会增大。
通常建议AC耦合电容在0.01uf~0.2uf之间，项目中0.1uf比较常见。推荐使用0402的封装。
最后，解决了以上两个问题，再从PCB设计上分析一下这颗电容的优化设计。实际在项目中，与AC耦合电容的位置、容值大小这些可见因素相比，更加难以捉摸的是板材本身（包括焊盘的精度、铜箔的均匀度等）以及焊盘处的寄生电容对信号完整性的影响。我们知道，高频信号必须沿着有均匀特征阻抗的路径传播，如果遇到阻抗失配或者不连续的情况时，部分信号会被反射回发射端，造成信号的衰减，影响信号的完整性。项目中，这种情况通常会出现在焊盘或者是板载连接器处。笔者最初涉及的高速电路设计时，经常遇到这个问题。
解决这个问题要从两个方面入手。首先在板材的选取上，我们在应用中通常选用高性能的ROGERS板材，罗杰斯的板材在铜箔厚度的控制上非常精确，均匀的铜箔覆盖大大降低了阻抗的不连续性；然后在消除焊盘处的寄生电容上，业内常见的办法是在焊盘处做隔层处理（挖空位于焊盘正下方的参考平面区域，在内层创建铜填充），通过增大焊盘与其参考平面（或者是返回路径）之间的距离，减小电容的不连续性。在笔者的项目中多采用介质均匀、铜箔宽度控制精确的ROGERS板材也有效提高了焊盘的加工精度。
通过仿真对比一下ROGERS板材做精确隔层处理前后的信号完整性。
图5：做隔层处理前的TDR
图6：做隔层处理后的TDR
图5图6对比，发现未处理之前阻抗的跳跃很明显，隔层处理后的阻抗改善很多，几乎没有任何阶跃与不连续。
图7：做隔层处理前的回波损耗
图8：做隔层处理后的回波损耗
图7图8对比，在用ROGERS板材做隔层处理之后，相比未做隔层处理回波损耗下降到-30dB之内，大大降低了回波损耗，保证了信号传输的完整。
综上，想要搞定高频电路中这颗“致命”的AC耦合电容，不仅要做足电路设计上的功课，同时，选择性能更好的高频PCB板材料会让你事半功倍。
匹配电路的电感选择
对高频电路而言，电路之间的电感匹配很重要。电感匹配是指在信号的传输线路上，让发送端电路的输出阻抗与接收端电路的输入阻抗一致，匹配后，可以最大限度地把发送端的电力传送到接收端。
匹配电路使用电容器和电感器，但是实际的电容器和电感器与理想的元件不同，有损耗。表示该损耗的有Q值。Q值越大，表示电容器和电感器的损耗就越小。
电感的Q值与高频电路的损耗
匹配电路中使用的电感器的Q值的大小，对高频电路的损耗也会产生影响。
为了确认此事，我们采用了村田的SAW滤波器 (通频带800MHz频段) 和RF电感，在匹配电路中换装Q值不同的RF电感，测量和比较了SAW滤波器的插入损耗。
图9表示电路图。此次的电路，虽说是匹配电路，但是只有一个RF电感器。
图9: SAW滤波器与匹配电路
图10表示此次进行了换装的RF电感的Q值的频率特性，表1表示结构、尺寸、Q值 (800MHz时的Typ.值)
图10: RF电感的Q值比较 (均为7.5nH)
表1 RF电感的比较
※图10
换装匹配电路的RF电感时的SAW滤波器的整体特性见图11，通频带特性见图12。
图11: SAW滤波器的整体特性
图12: SAW滤波器的通频带特性
从图12的通频带特性来看，可以确认SAW滤波器的插入损耗因所使用的RF电感而异。高频电路的这种水平的损耗越来越重要。
从此次的实验结果可知，RF电感的Q值越大 (损耗越小) ，SAW滤波器的插入损耗就越小。也就是说，电感器损耗的大小就是包括匹配电路在内的SAW滤波器损耗的大小。
请注意，使用的高频元件 (此次为SAW滤波器) 、匹配电路、频段等不同，损耗也将各异。
电感的偏差与对匹配电路的影响
另外，实际的电感器的阻抗值为1.0nH、1.1nH、1.2nH之类的不连续值。进行匹配时，有时必须采用细致的常数步骤进行微调。同时，阻抗值的偏差 (标准离差) 会变成匹配的标准离差，为了满足必要特性，有时需要偏差小的电感器。村田的电感器当中，薄膜型LQP系列最符合细致的常数步骤和偏差小的要求。
根据以上情况，有必要对SAW滤波器的整合回路RF电感的Q特性、偏差值、尺寸、成本等方面，进行比较讨论之后做出选择。在贴装空间有剩余的情况下，Q值偏高的卷线电感LQW15/LQW04为最佳选择。此外，贴装空间有所限制的情况下，小尺寸0603、拥有较高Q值的LQP03HQ/LQP03TN_02为最佳选择。
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