基于DSP控制的能量再生回馈电网研究

只看该作者 · 2019-4-15 12:38

本帖最后由 Roses 于 2019-4-15 12:39 编辑

基于DSP控制的能量再生回馈电网研究

摘要：利用电力电子技术中的整流、逆变，以及与能量回馈相关的信号反馈控制、数字信号处理(DSP)等控制技术，通过跟踪捕获电网电源信号，将伺服电机在运行过程中快速制动和频繁正反转时所产生的再生能量以SPWM波的形式，转变为与电网电源信号同步的电能信号。同时滤除再生电能SPWM波中的谐波干扰成分，提高功率因数，将再生能量反馈回电网，予以优化回收。

关键词：能量回馈；功率因数； SPWM调制； TMS320F2812 DSP

1 引言

伺服电机受电运行时，是以电动机的方式运行，从电网吸收能量；伺服电机制动过程中，是以发电机的方式运行，往外反向输出能量。如何将伺服电机在运行过程中快速制动和频繁正反转时所产生的再生能量加以回收利用，对于节能有很大价值。当今最常用的解决方案是利用电力电子技术，将半控型晶闸管器件用于整流、逆变电路，以控制导通角的方式，把电机制动时的再生能量逆变送回电网。这种技术相当成熟，但存在诸多缺点：首先，由于采用半控型晶闸管器件，若逆变角控制不当，或晶闸管发生故障、触发电路工作不可靠、换相裕量角不足等，均易导致逆变过程失败。其次，晶闸管相控整流电路位移因数、基波因数较低，导致电网电能波形畸变严重，波形中的谐波分量较大，电路功率因数很低，大大降低了再生电能的回馈质量。

本文论述的是把SPWM技术应用于由MOSFET、IGBT等全控型器件组成的整流逆变电路，通过TMS320F2812 DSP芯片及其外围器件构成控制和反馈电路，将伺服电机再生能量回馈电网。SPWM的基本思想是使输出控制信号的脉冲宽度按正弦规律变化，这样的调制技术能有效地抑制输出电压中的低次谐波分量。TMS320F2812 DSP是TI公司推出的一种适于逆变器和电机控制的芯片，集实时处理能力和控制器外设功能于一身。高性能的处理器，具有运算精度高、速度快、集成度高等特点，这为提供高质量的SPWM控制信号提供了很好的解决方案。因此，通过对PWM整流逆变电路的适当控制，可以使输入信号非常接近正弦波，且电流和电压信号同相或反相，功率因数近似为1。这对于抑制电网谐波、提高电网功率因数和电能回馈质量非常有效，这是常规的半控型晶闸管采用导通角控制方式无法比拟的。

2 系统工作原理

系统控制原理见图1。该系统主回路器件包括电抗器、浪涌抑制器、三相全桥整流器、储能电容Uc、IGBT电压型逆变器、前置滤波器等，外围控制电路包括IGBT驱动电路、DSP中央处理器、电流电压信号检测、故障检测、外部电源和外部时钟等部分。伺服电机频繁制动时产生的再生能量储存于电容器Uc，当Uc两端电压达到限定值时，由DSP控制系统启动三相桥式电压型有源逆变器，将储存于Uc中的能量以SPWM波的形式反馈回电网。

图1 系统控制原理

2.1 DSP芯片特点

TMS320F2812 DSP是一种32位定点芯片，具有强大的数字信号处理能力、事件管理能力和嵌入式控制能力。主要特点：高性能中央处器，150MHz主频速度，高性能12位、16通道模/数转换器；（ADC）转换时间为200ns，提供多达16路的模拟输入；基于TMS320F24x的CPU内核保证了其与TMS320系列DSP的代码兼容；具有两个事件管理器模块EVA和EVB，每个均可提供两个16位通用定时器和八个16位的PWM通道。高达128Kx16位的FLASH片内存储器；低功耗和节能模式；等等。

2.2 电流电压信号采样

DSP在实时控制过程中，为了产生和电网同步的SPWM信号，需要对电网电压电流实施跟踪采样，这主要由采样电路完成。本设计采用霍尔传感器采集信号，为提高信号采集质量，需经过一阶滤波、限幅电路、射极跟随器连接到DSP的模拟输入信号引脚上。霍尔传感器输出信号电压为0～5V，而F2812模拟输入信号电压范围为0～3V，这就要求电路必须进行电平转换。本设计采用电阻分压实现电平转换。

2.3 A/D信号转换

采样信号到达模拟输入通道后，由DSP内部A/D转换电路实行信号转换。TMS320F2812 ADC模块是一个12位的带流水线的模数转换器(ADC)，模数转换单元的模拟电路包括前向模拟多路复用开关(MUXs)、采样/保持(S/H)电路、变换内核、电压参考以及其它辅助模拟电路。ADC模块有16个通道，可配置为2个独立的8通道模块，分别服务于事件管理器EVA和EVB，也可级联成一个16通道模块。各个通道模块能够自动排序，对于每个通道而言，一旦ADC转换完成，将会把转换结果存储到结果寄存器(ADCRESULT)中，通过合理的中断处理和中断服务子程序，将结果寄存器中的数据读出。

为了获得更高精度的转换结果，在硬件设计中，连接到模拟输入的输入信号线要尽可能远离数字电路信号线。为减少因数字信号的转换产生的耦合干扰，需要将ADC模块的电源输入同数字电源隔离开。

2.4 同步信号捕获

逆变电路回馈能量时所需SPWM控制信号，是与电网同步同频的脉宽调制信号。首先，将电网电流电压信号通过滞回比较电路，使信号在过零时刻产生与电网信号同步同频的正向脉冲，然后通过TMS320F2812 DSP中的EVA或EVB的捕获单元将其正向脉冲进行捕获。每一次正脉冲的捕获，捕获单元都会对内部时钟个数进行存储，前后两次时钟数存储结果之差值，即为电网信号的时钟周期数。因此，通过对电网信号的实时捕获，可以使SPWM控制信号实时跟踪电网信号变化，其信号的同步性和周期性均等同于电网信号，从而达到了预期目的。

2.5 谐波成分及其滤除

三相桥式逆变电路产生的SPWM逆变信号，在反馈电网过程中存在一定的谐波成分。由于本设计采用了SPWM波的控制形式，所以三相电流逆变回馈电网时，谐波成分较少，不含有与调制波ωr相关的低次谐波，也不含有三角载波ωc整数倍的频率谐波。其中含有的只是三角载波ωc倍频附近的高频谐波，其中幅值较高的有ωc＋2ωr、ωc－2ωr、2ωc＋ωr、2ωc－ωr，等等。这些高次谐波频率比基波频率高出很多，非常容易滤除：若滤波器设计成高通滤波，且按载波角频率来设计，并带有一定的带宽，那么三角载波ωc倍频附近的高频谐波ωc＋2ωr、ωc－2ωr、2ωc＋ωr、2ωc－ωr等就可予以滤除。

3 系统软件设计

3.1 系统的初始化

系统初始化包括：系统控制初始化，GPIO、GPAMUX和GPBMUX初始化，禁止系统总中断(INTM=1)和初始化PIE中断向量表，屏蔽CPU中断和中断标志，等等。

3.2 事件管理器的设置

为了使事件管理器EVA或EVB产生所需的SPWM控制信号，需要对管理器的寄存器进行如下配置：设置和装载ACTRx；设置和装载DBTCONx，使能死区功能；初始化CMPRx；设置和装载COMCONx；设置和装载T1CON(对EVA)或T3CON(对EVB)；根据所需SPWM载波的周期设置TxPR；启动操作。利用定时器周期中断，循环查询中断子程序，并用中断子程序中软件计算出来的SPWM脉冲宽度(占空比)及时更新比较寄存器的值CMPRx。

3.3 定时器周期寄存器值TxPR的确定

设电网正弦信号的周期数为T，每个正弦周期需要输出的SPWM脉冲调制波个数为N，CPU的指令周期数为Ts(TMS320F2812为6.67ns)，时钟预分频数为M，当采用连续递增计数模式时，周期寄存器所需的值TxPR=T/(N*M*Ts)；当采用连续递增/递减计数模式时，周期寄存器所需的值TxPR=T/2(N*M*Ts)。不过，由于本设计中采用了事件管理器中的捕获单元，因而可以直接由捕获单元堆栈中获得正弦信号的周期脉冲个数，设为X，若每个正弦周期需要输出的SPWM脉冲调制波个数为N ，则周期寄存器所需的值TxPR=X/N或TxPR=X/(2N)。事件管理器捕获单元的采用，可以让控制信号很好地实时跟踪电网信号频率的变化，以使所产生的SPWM信号的频率和电网信号的频率相等。

3.4 比较寄存器值CMPRx的确定

根据规则采样法原理，SPWM调制波的每个矩形波的宽度δ＝Tc*[1+a*Sin(ω*t)]/2。其中a为调制度，0<=a<1；ω为正弦调制信号的角频率；t为采样时刻；Tc为载波周期。由矩形波宽度δ和载波周期Tc可以计算出矩形波形的占空比k，用占空比乘以周期寄存器值TxPR，便可计算出比较寄存器的值CMPRx。当脉冲的采样点在0～π之间时，占空比k＝δ/ Tc＝[1＋a*Sin(ω*t)]/2，比较寄存器值CMPRx＝(Tc－δ)/2＝Tc*[1－a*Sin(ω*t)]/4；当脉冲的采样点在π～2π之间时，占空比k＝δ/Tc＝[1－a*Sin(ω*t)]/2，比较寄存器值CMPRx＝(Tc－δ)/2＝Tc*[1＋a*Sin(ω*t)]/4。

3.5 系统程序流程

整个系统程序采用C语言和汇编语言混合编写。为了使三相SPWM输出波形严格对称，以及每相SPWM波形正负半周镜像对称，载波比n应取奇数且为3的整数倍。在软件编写中，应注意外设中断标志和PIE应答寄存器的软件清零、以及EV事件管理器的合理设置。为了得到理想的信号波形，应注意周期寄存器、比较寄存器赋值的准确计算。系统的主程序流程见图2，子程序流程见图3。