本帖最后由 Roses 于 2019-6-6 15:48 编辑
单电池DSP的电源供给系统
前言
要满足便携式数字信号处理器（DSP）解决方案的电源需求，有多种不同的方法可供选择。正常情形下，需要两个系统电压：一个给DSP核使用，另一个则支持DSP的I/O单元和系统的其余部分。这类应用的主要考虑因素之一，是电源供给器必须拥有很高的工作效率以延长电源的供电时间。本文将介绍一些直流电压转换器的电路设计方式，并以MP3网络音频播放机为范例，解释系统的设计方式，并分析电源的工作效能、转换效率以及成本。
问题提出 今天的DSP组件大都需要两组电源，而且所能容忍的误差范围有限，因此不可能将电池的输出直接送给它们使用，而必须设计适当的直流电压转换解决方案。 负载则是另一项设计挑战。图1以网络音频播放机评估模块为例，显示了核心与系统供给电流的瞬时变动。当评估模块工作时，会有不同的软件程序顺序执行，例如唤配DSP来服务DMA中断要求、执行译码的工作、或是存取媒体中的资料，这些都会反映在核心与系统电流的瞬时变动方面。由于核心与系统都必须使用同样的电源，因此当电源脉冲同时出现的时候，系统的工作就可能发生问题。因此，工程师必须用很低的成本提供很高的工作效能，特别是对于使用电池的产品，当要求电源供给电源拥有高工作效能时，就表示它必须提供最大的电源转换效率以及很长的电池使用时间。
直流电压转换器解决方案 以下降介绍直流电压转换器的不同设计方式，它们都可支持DSP核心与系统电路（这些电路都需要两组电源供给）。我们会用TI（德州仪器公司）的网络音频播放机评估模块来实验这些设计，这套评估模块采用了一个TMS320VC5410DSP组件，需要3.3C的系统电源以及2.5V的DSP核电源。
这里所介绍的直流电压转换器都必须同时支持碱性电池、镍镉电池或是镍猛氢电池，因此必须能够应付0.9～3.0V范围的输入电压；另一方面，因为系统必须使用3.3V的电压，而这已高于最大的输入电压，因此需要一套升压方案。本文将讨论三种不同的电路：第一种电路是使用一个升压转换器，然后在后面串接另一个LDO稳压器；第二种方法是利用一个可提供两组输出电压的“驰反式转换器”（flyback converter）；最后一种电路则是在升压转换器的后面串接一个降压转换器。
1.升压转换器与一个线性稳压器串联 图2是第一种解决方案，也是最简单的方法，就是在升压变压器的后面串接一个线性稳压器；我们将升压转换器的输入端直接连到电池，然后再把输出端（也就是系统电源的输出端）串接到另一个线性稳压器，由它来产生较低的核心电压。
图2所示，标准的升压转换器会包含一个主动开关，它的动作是由一个“脉宽调制”（PWM）的机制来控制。当开关导通时，电池会对电感器充电，若这个主动开关被切断，那么电流就会通过整流器，然后进入输出电容，于是这个电容就被充电。 受到了升压转换器特性的影响，它的输入电流会连续，但输出电流却不会，因此当您在选择转换器的输入电容与输出电容时，这个特性是一项重要考虑的因素，后面将详细讨论这一点。为了提高转换效率，建议您使用一个同步整流器来搭配这个电压转换器。这种整流器为了降低导通时的功率损失，会使用一个MOSFET开关晶体管来取代常见的二极管。另一方面，为了要产生核心电压，我们还会使用另外一个线性稳压器。在这里的设计中，额定的电压降为0.8V（从3.3V降为2.5V），因此我们必须选择一个低压降的LDO线性稳压器。
2.双输出电压的驰反式转换器 图3是一个提供了两组输出电压的驰反式转换器，这个驰反式转换器的输入端会直接连到电池。
若从电池的角度来**，它的输入端与升压转换器的输入端非常类似，只有整流阶段有些不同；此时，电感器会被分成三个线圈，由初级线圈负责充电（与升压转换器相同），然后再透过两个次级线圈来放电。另一方面，它也是透过脉宽调制的方式来提供稳压功能，但只有一个输出端可被直接稳压，第二个输出端则是透过两个次级线圈的绕比来间接达到稳压效果。当电感器放电时，电流总是会流入电压最低的输出端。
必须注意的是，在某些极端的工作条件下，未稳压输出端可能发生问题，例如未稳压输出端承受了最大的负载，而稳压输出端却只有很小的负载、甚至完全没有负载。为了避免这个问题，若您决定使用脉宽调制的方式来控制稳压输出，而这个控制器又负责控制驰反电路的开关晶体管，那么这点也必须列入考虑。此外，在选择电容时，也须了解在这样的电路中，输入电流与输出电流都是不连续的。
针对多组输出电压的驰反式电源供给，目前并没有转换器可支持这类电路的同步整流功能，因此不可能设计一个体积很小的高效率电源供给器。在测试电路中，系统与核心的电源电压只相差0.8V，相较于“同步升压器+LDO稳压器”的方案，使用异步的驰反式方案并不能为我们带来更高的转换效率。此外，驰反式方案的设计不但需要更高的成本，而且还会占用更多的电路板面积，这是因为它必须使用特殊的电感器，而这类电感器的体积与价格都远超过标准的升压电感器，因此在本文中，我们并未考虑这种方案。
3.升压转换器后面串接一个降压转换器 第三个方案是在升压转换器的后面串接一个降压转换器，它的成本最昂贵，但是转换效率也最高。在前一个方案中，我们是把一个LDO稳压器串接在升压转换器的后面；此处，我们仍然使用了一个升压转换器，但它后面串接的并不是LDO稳压器，而是一个降压转换器。图4使用了一个标准的降压转换器，这个转换器有一个主动脉宽调制的开关晶体管。当开关晶体管处于导通状态时，电感器会被充电；当开关晶体管被切断之后，电路就进入放电阶段，电感器的电流也会流过降压转换器的整流二极管。在这个方案中，输入电压与输出电压的比例也是由开关晶体管的负载周期决定。
要定义输入与输出电容，必须了解在一个降压转换器当，输入电流是不连续的，而输出电流则是连续的，这可协助我们将电路设计最佳化。如果我们能设计降压转换器的控制方式，让它需要输入电流的时候，正好就是升压转换器提供输出电流的同时，那么只要透过“上升边缘/下降边缘”（trailing edge/leading edge）的同步控制，就可降低它对于系统电压存储电容的要求。换句话说，当升压转换器的开关晶体管被切断后，降压转换器的开关晶体管才会导通。除了这种控制方式之外，只要使用同步整流的方式，并且用一MOSFET晶体管来取代二极管，那么降压器的转换效率还能进一步增加。
电容器 升压转换器的输入端有一个输入电容，它主要是在升压器的输入端以及电池和电池的相关电路（电池的电极、电线与印制电路板上的导线）之间提供解耦合功能。一般而言，只要使用越大的电容，对电池就越有帮助。但是，要让这个电容发挥功效，它的等效串联阻抗（ESR）必须小于电池与导线的总电阻值。若事先知道这些设计参数，就可将它们做最佳化处理。由于升压转换器的输入端电流为连续，因此只须用输入电容来提供解耦合功能，并且减少输入电流中的纹波成份即可。只要达成这些目标，就算我们对这个电容采用非常低成本的设计，也不会影响到电源转换效率。 在升压/驰反式的设计中，我们必须使用一个输出电容，这样当电感在进行充电时，才能提供负载所需的电流；因此，这个电容值与它的等效串联阻抗值就成为输出电流涟波ripple的决定性因素。为了计算所允许的最小电容值，必须将一些参数列入考虑，包括最大输出电流、输出电压纹波成份以及负载周期与切换频率。此外，还可利用这个输出电容来应付输出电流的瞬时脉冲，只要这个脉冲的“转角频率”（vormer frequency）高于升压转换器的“交越频率”（crossover frequency）。为了达成这个目标，必须选择一个高效能的电容，例如陶瓷电容或是“等效串联电阻/等效串联电感”（ESR/ESL）都是很小的钽质电容。 LDO稳压器也使用输出电容，但主要是用来稳定它的控制回路。由于LDO稳压器的回路增益很高，因此通常不必为了满足瞬时电流脉冲的需求，去增加额外的输出电容。在这种情形下，若将电能储存在LDO稳压器的输入端，就可得到更好的效果。此外，由于降压转换器的输入电流也不连续，因此它的输入电容也具有存储电能的效果，这会对输入电流脉冲产生阻尼作用，进而减少电流脉冲对于电路零件的冲击。 由于降压转换器的输出电流是连续的，因此在最理想的情形下，不必接上额外的电容，但在实际的应用中，为了稳定控制回路，并且应付转角频率高于降压转换器交越频率的高速瞬时电流脉冲，我们建议使用一个高效能的输出电容。另一方面，要应付转角频率低于交越频率的电流脉冲，最好是把电能储存在降压转换器的输入端，这是因为输入端的工作电压较高，因此就算我们使用同样大小的电容，而且这些电容的额定电压值也相同，它还是可以储存多的电能。
最终的设计与测量结果
1. 电源供给器的要求 本文使用了一套网络音频评估模块来进行实验，它需要2.5V的核心电压与120mA的最大电流；另一方面，系统的电源供给则为3.3V，所需最大电流为70mA。 2.找出核心与系统电流的转角频率 图5是一组示波器图形，针对核心（a）与系统（b）的供应电流，分别显示面对最高速电流脉冲时的上升边缘。
利用上升边缘的上升时间，可计算出电路的转角频率（fc=0.35/tr），而核心电流的计算结果则是在230KHz的范围内。由于直流电压转换器的跨越频率通常是在10KHz左右，因此为了降低这个转角频率，必须使用额外的储存与阻隔电容。如何可使用一个等效串联阻抗小于3Ω的10μF钽质电容，它可将转角频率降低至1KHz以下，并进入我们所能接受的范围。利用给定的脉冲数据，计算出转角频率为20KHz，因此为了确保电路动作正常，须加入一个10μF左右的电容，让这个频率降低至1KHz以下。
3.找出系统电源供给的最大电流脉冲 在图6的示波器图形中，显示了最坏情形下的总系统电流，由于这个电流脉冲峰值已经超过了系统最大工作电流，因此必须加大系统电源供给器（升压转换器的输出）的储存电容，才能满足这个电流脉冲的要求。利用这个脉冲的参数资料，可计算出所需的电容值，让这个脉冲电流最多只会造成0.1V的电压降。 根据计算的结果可知，最少需要225μF的储能电容，而且它们的等效串联阻抗必须小于0.1Ω。为满足这项要求，我们选择了两个120μF的钽质电容，它们的等效串联阻抗只有0.85Ω，然后在前面所介绍的两种电路架构中，将这两个电容并联至升压转换器的输出端。除了加大电容值之外，还有一种方法也可以应付这种电流脉冲，就是使用输出电流能力更强的直流电压转换器，但通常这种方式的成本较高，但通常这种方式的成本较高，也需要更多的电路板面积。 “升压转换器+LDO稳压器”的电路说明 图7是一个测试电路，它使用一个升压转换器和一个串接在后的LDO稳压器，其中升压转换器采用了TI的TPS1016组件，它是一个内建开关晶体管的同步升压转换器，可以提供3.3V的固定输出电压；此外，这颗转换器还能支持0.9～3.0V范围的完整输入电压。如同图中所示，这颗组件只须少数几个外接零件部可顺工作，它必须搭配输入电容以及输出电容，这些电容值可按前面的方法来计算。至于LDO稳压器则是使用了另一个TPS76925组件。为了保持电路的稳定动作，还必须在输出端加上一个小的钽质电容。 表1就是这个电路的元器件清单以及每种元器件所占的成本。
表1 升压转换器+LDO稳压器的电路零件与成本 | 元器件 | 说明 | 成本（%） | | 输入电容 | 10μF X5R 6.3V | 10 | | 升压转换的输出电容 | 2 X 120μF 594D 6.3V | 34 | | LDO稳压器的输入电容 | 1μF X5R 6.3V | 1 | | LDO稳压器的输出电容 | 10μF 293D 10V | 7 | | 升压转换器的电感 | CDR63 | 7 | | 升压转换器 | TPS61016DGS | 30 | | LDO稳压器 | TPS76925DBV | 10 | | 其它被动零件 | | 1 | | | | 总计 100 |
表2升压转换器+降压转换器的电路元器件与成本 | 元器件 | 说明 | 成本（%） | | 输入电容 | 10μF X5R 6.3V | 10 | | 升压转换器的输出电容 | 2X 120μF 594D 6.3V | 34 | | 降压转换器的输入电容 | 1μF X5R 6.3V | 1 | | 降压转换器的输出电容 | 22μF X5R 6.3V | 17 | | 升压转换器的电感 | CDR63 | 7 | | 降压转换器的电感 | LQH4C | 3 | | 升压转换器 | TPS61016DGS | 30 | | 降压转换器 | TPS62006DGS | 30 | | 其他被动零件 | | 1 | | | | 总计 100 |
图8则是“升压转换器+LDO稳压器”方案在1.2V输入电压（单颗NiXX电池）下正常工作时，核心电压与系统电压的纹波成份。
图8可看出，纹波的幅度比原设计值还小。此外，根据图9的上面一条波形（100mV的纹波），可找出正常工作情形下（播放音乐），网络音频评估模块的功率损耗与输入电压之间的关系。例如电压降低时，电流就会增加，而造成升压转换器输入电路的功率损耗上升。
4.“升压转换器+降压转换器”的电路说明 图10也是一组测试电路，它使用一个升压转换器和串接在后的压转换器。这组升压电路与“升压转换器+LDO稳压器”解决方案中的电路完全相同，降压转换器则使用了TPS62006组件，这是一个内建开关晶体的同步降压转换器则使用了TPS62006组件，这是一个内建开关晶体的同步降压转换器，可提供2.5V的固定输出电压，也是最容易与升压转换器同步的组件。
表2就是电路的总成本，它是根据整个电路的零件清单计算而得。 图11（电压波形图）以及图9（功率消耗，位置较低的波形）则是我们所测量的结果。
结论
比较测量所得的电力损耗值，很清楚发现“升压转换器+降压转换器”方案最有效率。例如在只用一个电池的情形下，“升压转换器+LDO稳压器”方案可提供4.2小时的工作时间，而“升压转换器+降压转换器”方案却能供应5小时的电力，这比前者多出了20%的电池使用时间。但“升压转换器+降压转换器”方案也有缺点，成本比前者高出33%，并且必须使用更多的电路板面积。毫无疑问的，“升压转换器+LDO稳压器”电路的设计简单多了，只须执行较少的计算，就可选择正确的零件，也不必实现任何的同步功能。
就DSP的未来发展而言，核心与I/O（系统）的电压差距正在增加，于是这两种方案的功率损耗差距也会随之增加，这会让驰反式解决方案更有吸引力。
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