基于DSP实现的一种新颖开关逆变电源

只看该作者 · 2019-6-11 12:21

基于DSP实现的一种新颖开关逆变电源

摘要：介绍了一种周波逆变器的结构及原理，并以TI的TMS320LF2407型数字信号处理器作为控制核心，取代传统的模拟控制方式，且给出了硬件和软件的设计方案。实验结果证明此系统的控制获得了良好的效果。

关键词：周波变换器；数字信号处理器；高频链；数字电源

1 引言

随着工业和科学技术的发展，用户对电能质量的要求越来越高。包括市电在内的所有原始电能可能满足不了用户的要求，必须经过处理后才能使用，逆变技术在这种处理中起到了重要的作用。传统的逆变技术多为模拟控制或模拟与数字相结合的控制系统，其缺点为

1）控制电路的元器件比较多，体积庞大，结构复杂；

2）灵活性不够，硬件电路一旦设计完成，控制策略就不能改变；

3）调试比较麻烦，由于元器件特性的差异，致使电源一致性差，且模拟器件的工作点漂移，会导致系统参数的漂移，从而给调试带来不便。

因此，传统的逆变器在许多场合已不适应新的要求。

随着高速、廉价的数字信号处理器（DSP——Digital Signal Processor）的问世，于是便出现了数字电源（DPS——Digital Power Supply）。其优点有

1）数字化更容易实现数字芯片的处理和控制，避免模拟信号传递的畸变、失真，减少杂散信号的干扰；

2）便于系统调试；

3）如果将网络通迅和电源软件调试技术相结合，可实现远程遥感、遥测、遥调。

这些使得逆变电源数字化控制成为今后的发展趋势。

本文采用TI公司专门为电机及电力电子领域设计的TMS320LF2407型DSP作为控制器，介绍数字化周波逆变器的硬件设计和软件设计。

2 TMS320LF2407的结构特点

TMS320LF2407具有高速信号处理和数字化控制功能所必需的结构特点。将其优化的外设单元和高性能的DSP内核相结合，可以为各种类型电机提供高速和全变速的先进控制技术。其主要特点为

1）其系统运行主频达30MHz，使得指令周期缩短到33ns，绝大部份指令均可在单周期内完成，提高了控制器的实时能力。

2）2个事件管理器模块EVA和EVB，每个包括2个16位通用定时器；8个16位的脉宽调制（PWM）通道。它们能够实现三相反相器控制；PWM的对称和非对称波形；当外部引脚PDPINTx出现低电平时快速关闭PWM通道；可编程的PWM死区控制以防止上下桥臂同时输入触发脉冲；16通道A/D转换器等功能。事件管理模块适用于控制交流感应电机、无刷直流电机、开关磁阻电机、步进电机、多级电机和逆变器。

3）10位A/D转换器最小转换时间为500ns，可选择由两个事件管理器来触发两个8通道输入A/D转换器或一个16通道输入的A/D转换器。

4）高达40个可单独编程或复用的通用输入/输出引脚(GPIO)。

3 系统结构

本系统由主电路和控制电路两部分组成，如图1所示。主电路部分，采用移相式零电压、零电流（PS－ZVZCS）全桥变换器和相控周波变换器PCCYC（Phase Controlled Cycle Converter）。跟其它变换器相比，相控周波变换器始终都可以工作在第一、三象限，与移相技术相结合，可以极大地提高高频变压器的工作效率。同时，采用高频环进行逆变，因而无须采用工频变压器，使体积减小。全桥变换器部分，利用可饱和电感Lr和隔直电容Cr实现对环流的阻断，可以在很宽的负载范围内实现超前桥臂的ZVS和滞后桥臂的ZCS，减小了开关应力，降低了损耗，提高了工作效率。Lr和Cr的选择可参考文献[4]。控制部分，采用快速、高效的DSP作为核心控制器，通过光耦隔离，并有IGBT自保护的专门驱动芯片EXB841来驱动主电路中的功率开关管。与采样电路，保护电路配合，可对输出实行实时控制，具有较快的动态响应速度和良好的输出特性。

图1 系统结构图

4 工作原理

Q1～Q4构成全桥，Q5、Q6组成周波变换器。开关管的驱动波形如图2所示。

整个工作过程可分为4个阶段，下面分别说明。

第一阶段 Q1、Q4导通

当Q1、Q4（有相位差）导通，并让Q5提前导通，直流侧的能量便可传输到输出端。此时谐振电感储能，Q5软开通，减少了开关损耗。如图2中ug5所示。

图2 开关管的驱动波形

第二阶段谐振

由于电路隔直电容和谐振电感（包括变压器中漏感）谐振，电感在第一阶段所保存的能量得以释放。当谐振电流到零时，关断Q1。此阶段Q2、Q4导通，Q5延迟一段时间再关断。如图2中ug5所示。

第三阶段 Q2，Q3导通

在此阶段，使Q6在Q2，Q3导通前提前导通。当Q2，Q3（Q1，Q2之间有死区）导通时，直流侧的能量便可传递到输出端，此时Q6为软开通。如图2中ug6所示。

第四阶段谐振

工作原理同第二阶段类似，此时电流方向与第二阶段相反，当电感上的能量释放完毕，关断Q6。此时一个周期便结束，开始下一个周期。

从图1可以看出，无论变压器副边电压极性如何，若Q5导通、Q6关断，则输出端OUT1为正，OUT2为负；若Q6导通，而Q5关断，则OUT2为正，而OUT1为负。所以，控制Q5，Q6的导通顺序，即可控制输出端的极性，并可获得多种波形，例如交流、脉冲等波形均可实现。如要输出正弦波的正半周时，PULS1控制Q1，Q4，PULS2控制Q2，Q3，并同时让Q5，Q6相应地提前导通，便可输出正弦波的正半周，如图3所示。

（a）驱动波形

(b) 输出波形

图3 输出正弦波的正半周

要输出正弦波的负半周，只需让Q5，Q6的导通顺序交换便可，如图4所示。

（a）

(b)

图4 输出正弦波的负半周

5 软件实现

TMS320LF2407的处理速度为30MIPS，几乎所有的指令都可在50ns的单周期内完成，配合其强大的指令运算功能，很容易实现各种控制算法及高速的实时采样，可提高系统的工作效率。为了改善系统的动态品质，并减小系统的静差，采用了闭环来实现各个功率变换环节的控制。

5.1 PWM波的输出

本文采用三角波作为载波的规则采样法，来获得等高不等宽的矩形波，即脉冲。每个脉冲的中点都与相应的三角波的中点相对应，在三角波的负峰值时刻tD对正弦调制波采样而得D点，过D点作一水平直线和三角波分别交于A点和B点，如图5所示。则有

δ=Tc(1＋sinωrtD)/2

图5 采样三角波载波的规则采样法

根据这一关系式，如果一个周期内有N个矩形波，则第i个矩形波的占空比为

Dr=0.5＋0.5sin(i＊2π/N)

用周期和占空比分别去设定TMS320LF2407中PWM电路相应的寄存器，便可在PWMx(x=1,2,3,4,7,8)上获得所需的PWM脉冲波形，由这些PWM脉冲去控制相应的6个开关管，便可输出正弦波形。要注意的是，输出正弦波质量的高低与用作控制的正弦波的离散数量有关，如果离散数量越多，则输出的正弦波就越平滑，但却增加了DSP的运算量。反之输出会越差。因此，对具体的应用场合，要选择合适的离散值。定时器T1，T3被设定为下溢和周期匹配中断方式，用作PWM输出时基，工作在连续增/减记数模式。

5.2 实时采样

采用TMS320LF2407中集成的16路ADC转换电路实现电压、电流采样（每一通道的最小转换时间

为500ns）。通过采样模块MAX122，将采样信号转换为LF2407的ADC所需的0～3.3V电平。在一个工频周期中，将采样200次（开关频率为20kHz）。一旦有冲击性负载存在，将导致输出电流，或电压过高，使DSP能及时捕获此突变。DSP将调用相应的子程序来处理过压或过流情况，以保护整个电路的正常运行。定时器T2被设定为下溢和周期中断方式，用作ADC采样的控制时基，工作在连续增/减记数模式。

6 实验结果

根据以上原理，初步设计了一台实验系统，并获得了比较好的效果。其主要技术参数如表1所列。

表1 主要技术参数

参数	数值
输入电压Vin	～220V
输出电压Vout	～50V
输出额定容量P	300W
开关频率fs	20kHz
电压采样频率	10kHz
隔直电容Cr	4μF
一次侧饱和电感Lr	10μH
输出滤波电感	60μH
输出滤波电容	10μF
电流采样频率	10kHz

图6为全桥电路中隔直电容上的电压，图7为变压器一次侧中性点电压及变压器一次侧电流波形。

时间：5μs/div，电压：2V/div，

图6 隔直电容电压

时间：5μs/div，电压：150V/div，电流：5A/div

图7 一次侧中性点电压及一次侧电流

可以看出，全桥电路中的开关管在隔直电容和饱和电感谐振作用下，实现了软开通和软关断。图8为输出电压波形。

图8 输出电压波形

7 结语

本文介绍了基于DSP数字化控制的相控周波变换器电路拓扑结构，分析了其工作原理，并提出了控制信号的产生过程。实验结果证明了数字化实现的正确性，并取得了较好的效果。可以肯定，采用数字化实现的高频链周波变换器比传统的基于模拟或模拟与数字相结合的逆变器具有更强的优越性。数字化使得系统具有很强的可编程性，无论在调试，还是在产品更新或升级等方面都具有传统逆变器所不可以比拟的优势。