一种适用于低电源电压下工作的折叠混频器
目前，无线通信设备正朝着低电压、低功耗、低噪声和高线性度的趋势发展。混频器作为收发机中的关键模块之一，对通信设备的上述性能产生直接的影响。随着微电子工艺的发展， CMOS器件的栅长进一步缩小，MOS器件的过驱动电压也进一步降低，这就为设计低压低功耗的射频电路提供了可能，但是依靠减小MOS器件的栅长降低工作电压是有限的。因此，电路设计者把更多的注意力集中到电路拓扑结构上，使设计具有低压结构的射频电路成为了热门课题。 传统的Gilbert混频器由跨导级、开关级、负载级堆叠组成，其结构自下而上分别为跨导级、开关级、负载级。这种结构中，所有的直流电流都流经跨导级、开关级和负载级，跨导级与开关级电路都需要一个开启电压(VON ) ，负载级也会有一定的电压降(VRL ) ， 因此， 电源电压的最小值Vdd，min = 2Von +VRL。如果采用低电源电压，这种结构不能保证所有的管子都工作在饱和区。也就是说， Gilbert混频器不能满足低电压的要求， 需要对其做出改进， 如:文献[2 - 3 ]提出省去尾电流管来减小电源电压，文献[ 4 - 11 ]用折叠结构代替堆叠结构来解决上述问题。
1 电路设计与分析1. 1 电路拓扑结构本文设计的折叠混频器拓扑结构如图1所示，M1 ～M4 为跨导级，M5 ～M8 为开关级， RL 为负载电阻。RF输入端接匹配网络， IF输出端接源跟随器作为输出缓冲电路( buffer) 。
图1 交流耦合折叠混频器拓扑结构 该折叠混频器电路的跨导级采用电流复用技术，由NMOS管(M1、M2 ) 、PMOS管(M3、M4 )和隔直电容Cd 组成交流耦合互补跨导结构。跨导级的输出端(A、A′点)与开关管的源极相连。跨导级直接接于电源电压，使得跨导管M1 和M2 的直流电流由两部分组成，一部分来自M3 和M4 ，另一部分来自开关管和负载电阻，达到了低电源电压的目的。 由于流经开关级与负载级的电流很小，这样一方面使得开关管产生的闪烁噪声减小，另一方面负载电阻RL 值可以适当加大，从而提高了混频器的转换增益。所以该电路既满足了低电压的要求，又能保证混频器在低电源电压下有良好的性能。 1. 2 跨导电路设计图2是几种折叠混频器跨导电路。图2 ( a)在跨导级NMOS管M1 漏端接负载电阻R ，M1 管的电流In 在A 点分流， 一部分流经开关管( Is ) ，另一部分流经负载电阻( Ir ) ，但是这种跨导电路的缺点是射频信号一部分通过负载电阻R 泄露到交流地。 为了减少射频信号的损失，必须增加电阻R，这样又会使节点A 的直流电压减小，在低电源电压下，不能保证M1 管工作在饱和区。为了解决这个问题，用有源负载替代负载电阻R ，如图2 ( b) 。但是，这里的PMOS管仅仅增大了节点A与电源电压之间的阻抗，如果把M1 和M2 的栅极连起来，形成CMOS反相器结构，那么M2 在增加阻抗的同时还能跟M1共同放大射频信号 ，如图2 ( c) ，这样就完全避免了射频信号通过M2 泄露到交流地。由图可知， Is =In + Ip ，总跨导gm = gm n + gm p ( gm n是NMOS管的跨导， gm p是PMOS管的跨导) ，所以CMOS反相器有效地提高了混频器的转换增益。
图2 折叠混频器的跨导级几种结构 再来分析一下该结构的直流工作状况，M1 和M2 的栅极加相同偏置电压Vrfdc ，假设Vt 为MOS管的阈值电压， Vovn为M1 的过驱动电压， Vovp为M2 的过驱动电压，则有: Vovn =Vrfdc - Vt ， Vovp =Vdd - Vrfdc -Vt ，所以电源电压最小值Vdd，min = Vovn + Vovp + 2Vt。
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