一种升压型白光LED驱动控制芯片的设计方案

只看该作者 · 2020-4-24 23:24

1 前言

　　由于世界上日趋严重的能源危机，发光二极管（LED）作为一种高效率光源得到了高度重视，不仅消费电子产品中的手机、PDA、液晶电视等的背光光源中已普遍应用白光LED，在公共交通信号标志，工业通信照明系统、汽车灯具以及用量巨大的普通工业与民用照明领域也将获得广泛应用。作为光源，LED的优势主要体现在三个方面：节能、环保和长寿耐用。首先，LED的能耗理论上仅为白炽灯的10%，荧光灯的50%;在使用寿命方面，LED是利用固体发光，耐震、耐冲击、不易破碎，预期寿命可达10万小时。在环保方面，由于在生产环节中不使用汞等易污染物，废弃物可回收无污染。

　　LED应用中的一个技术关键是提供与其特性相适应的电源或驱动电路。在照明应用中，现今的高亮度白光LED的工作电流可达150mA~3A，导通压降高达3~5V，以提供更高的亮度。由于功率的增加，传统的电阻限流，线性调节，电荷泵的驱动方法的效率受原理的限制已无法进一步提高，PWM开关电源型的直流变换器就成为首选的LED驱动解决方案。本文提出一种应用于升压LED驱动电路的控制器的芯片，考虑到LED是典型的电流型器件，电流的波动会影响其发光效率和色彩，而电流超过额定值将损害其寿命与可靠性。因此，在LED驱动中电流模式控制具有明显的优点。而且PWM控制技术发展至今，其电流控制模式也已发展出多种模式。相对于环路设计较为复杂的平均电流控制模式和电磁干扰问题较多的迟滞电流控制模式，峰值电流控制模式环路设计较为简单，且可以有效地限制电流。

　　考虑到上述因素，芯片在设计中采用了峰值电流控制模式，并集成了斜坡补偿电路，使之具有较宽的电压工作范围（3~16V）。本文首先给出了整个控制系统的建模与环路补偿设计，接下来针对LED调光的要求在传统的峰值电流模式控制器模块的基础之上设计数字调光功能的模块。第三部分介绍了芯片中的无采样电阻的控制功能电路，实现直接通过采样功率开关管漏源电压，即Rds（on）采样来采样电流，减少了采样电阻上的损耗，可以有效地提高系统的效率。最后给出控制芯片的系统结构、版图和各种模式下的测试结果。

　　2 系统建模与环路补偿设计

　　升压型LED驱动电路以及控制环路图如图1所示。通过电阻Rs1采样负载LED电流输入电压误差放大器（EA），误差放大器的输出经过补偿网络输出作为电流峰值比较器的基准，电阻Rs2采样开关管S1上的电流输入比较器的正端，Ramp是峰值电流控制中的斜坡补偿电流。时钟信号CLK确定开关频率与开关管的开通，当电流信号大于设定的阈值时，比较器的输出变高触发逻辑电路翻转开关管关断。

图1 升压型LED驱动电路控制图

　　可建立如图2所示的小信号模型电路。对于升压型的功率级电路，利用状态空间平均法可以得到原功率级两个重要的传递函数Gvd（s），Gid（s）并根据图中模型可以推导出输出电压对指令电流信号的等效功率级传函Ap（s）。

图2 峰值电流模式控制小信号模型

　　其中Fm=1/MaTs，Fv=D‘2Ts/2L，Ma是斜坡补偿电流的斜率，L是滤波电感，Ts是开关周期，D是稳态占空比。考虑整个环路的传递函数T（s）；

图3 补偿前后系统开环频率响应

　　其中z2用来补偿极点p1，坐标原点的极点可以提高低频的环路增益以较小直流稳态误差，p3抵消z1带来的幅度增加，抑制接近开频频率的噪声，最终的穿越频率fc设定在开关频率的1/10左右。最简单的补偿方法也可以采用单极点的补偿网络，为保证相位裕度就会带来缺点即环路的带宽会更小，系统动态响应变慢。对于实际应用的升压型的LED驱动电路进行建模并在MATLAB中仿真结果（如图4所示），从仿真的结果看，环路在这种斜坡电流和补偿网络设计下在穿越频率附近的相位裕度大于45°，系统是稳定的，与公式推算的结果基本相符。

图4 MATLAB仿真结果

　　3 LED调光模式的设计

　　许多便携式LED的应用中都需要有调光的功能。例如LCD的背光应用中，调光可以改变亮度和对比度。现今有两种比较常用的调光方式：模拟调光和PWM调光。模拟调光通过反馈环路直接改变LED的电流实现发光亮度的调节，缺点是会带来色彩漂移和发光效率的下降；PWM调光（PWM Dimming）通过保持流过LED的最大电流减小导通占空比来实现，如果要实现50%的亮度就要LED电流采用50%的占空比。需要注意的是PWM调光信号的频率必须大于100Hz，以使人眼不会被发现灯的闪烁，而最大的PWM调光频率由电源的启动时间或者响应时间决定。在升压型LED驱动电路中增加了一个功率管串联在LED支路上，所以对于控制器而言需要增加额外的驱动电路，增加了系统的复杂程度，但换来的是真色彩的调光效果，所以现有的LED驱动产品中广泛加入了PWM调光功能。典型的调光范围可以由调光比（Dimming Ratio）来衡量，即调光PWM的周期与导通时间的比例，数值越大说明调光的能力越强。

　　图5给出芯片在升压型的应用中PWM调光的控制图。从图中可以看出，外部的PWM信号控制与LED负载串联的开关。利用运放的外接补偿电容CEAOUT，当PWM信号为低电平时断开运放输出端与补偿电容的通路，维持电容上的电压直到下个PWM周期。利用这种控制方法，当开关频率在700kHz，PWM频率100Hz的情况下，最大的调光比可以达到3000 ∶ 1。

　　图5 PWM调光控制图

4 无采样电阻模式的设计

　　利用功率MOSFET的导通电阻Rds（on）作为采样电阻的方法可以省去峰值电流采样电阻Rs2，减少了不必要的功率损耗提高了整体的效率，同时减少了外围的元器件和系统所占的空间，这种方式称之为无采样电阻模式。这种模式也存在一些问题：（1）当MOSFET关断时，漏端的电压可能会迅速升高，这就对电流峰值比较器提出了更高的抗高共模电压的要求；（2）功率管的导通电阻会随着电流和温度的变化发生改变，会对设定的峰值电流阈值产生影响。对于一些特定的场合，第二个问题引入的误差在可以允许的范围内时，这种模式还是有很好的应用前景，对于高共模输入最好最简单的方法就是在关断的同时切断输入的途径，通过合理的开关切换和延时电路来实现。

　　无采样模式的系统图见图6。采样端通过比较器与7V基准比较判断是否工作于无采样电阻模式，通过逻辑电路决定峰值比较器的输入（IEN）、输出（SEN）控制信号。逻辑信号Gd、Gfb分别是驱动逻辑的输出信号和最终驱动功率管栅极信号的反馈。

图6 无采样模式模块框图

　　5 芯片版图与测试

　　5.1 芯片结构与版图

　　控制器的结构如图7所示，主要模块也标注于图中。

图7 控制器芯片的模块框图

　　芯片有两个基准电路，基准1用于欠压锁定比较器的基准，基准2（VREF）是一个精确度更高的电压基准用于误差放大器、比较器等模块电路。供电模块主要包括一个7V（INTVCC）输出的低压差电压调节器和3V（VDD）输出的电压调节器。运算放大器是芯片核心的模块之一，SP、SN作为运算放大器的两个输入端，OV采样输出电压则是作为过压或限压的功能。其它诸如带斜坡补偿电路的振荡器，分别用于开关管和调光管的驱动电路，峰值电流以及过压、过流比较器，逻辑单元电路等共同组成这个驱动控制器芯片系统。本文提出的升压型LED驱动控制芯片在1.5μm BCD的工艺下仿真并流片测试，芯片的输入电压范围为3~15V，图8为芯片的显微照片。

图8 控制器芯片的显微照片

5.2 芯片测试

　　设计升压型LED驱动电路的PCB测试版进行不同工作模式下的测试，其中的主要外围元件参数为：电感L=47μH，输出电容C=20μF，采样电阻Rs1=300 mΩ，Rs2=50mΩ。当输入电压为5V，输出电压大约为24V（7个LED串联）时，占空比超过80%.图9为输出典型波形图。VOUT是输出电压，Iinduct是电感电流，Gate是功率管的驱动电压波形，在较大占空比时斜坡补偿起到了很好的稳定输出的效果。

图9 升压型LED驱动波形（占空比>80%）

　　图10是PWM调光功能下的测试波形，输入电压为10V，输出电压为15V，调光的频率为100Hz，调光比为3000:1.可以看到，LED的导通电流值几乎不变，实现了前面所说的恒流PWM调光功能。

图10 PWM调光模式波形（调光比3000:1）

　　对于选用的功率管的导通电阻Rds（on）=10mΩ（@VGS=7V），直接利用该电阻替代电流峰值检测电阻RS2，测试的条件：输入电压5V，输出电压15V，开关频率fS=320kHz，测试结果如图11所示。

图11 无采样电阻模式波形

　　在升压型驱动电路测试中成功实现了无采样电阻模式和PWM调光模式，测试结果充分验证了设计方案的可行性。

　　6 结束语

　　本文提出了一种可用于升压型白光LED驱动的控制器芯片，采用峰值电流控制模式，与以往的LED驱动控制器相比，有高达3000:1调光比的PWM调光和传统的模拟调光方式，并可直接采用无电阻采样模式，提高了系统的效率。芯片在1.5μm BCD工艺下流片并进行测试取得了理想的结果，验证了电路的设计和仿真均达到了要求。