|
作者：David Baba，德州仪器 (TI) 应用工程部经理 引言 对于电流在 25 A 左右的低压转换器应用而言，单相降压控制器非常有效。若电流再大的话，功耗和效率就开始出现问题。一种较好的方法是使用多相降压控制器。本文将简单比较，使用多相降压转换器和单相转换器的好处，并说明电路实现时一个多相降压转换器能够提供什么样的值。 图 1 显示了一款二相电路。由该电路的波形（图 2 所示）可以清楚地看到各相互相交错。这种交错可减少输入和输出纹波电流。另外，它还减少了印刷电路板或者某个特定组件上的热点。实际上，二相降压转换器让 FET 和电感的 RMS-电流功耗降低了一半。相交错还可以降低传导损耗。 图 1 二相降压转换器
图 2 相 1 和 2 的节点波形
输出滤波器考虑 由于每个相位的功率级电流更低，多相实现的输出滤波器要求也随之降低。对于一款 40-A 二相解决方案来说，向每个电感提供的平均电流仅为 20A。相比 40-A 单相方法，由于平均电流和饱和电流更低，电感和电感器体积都大大减小。 输出纹波电压 输出滤波器级中的纹波电流抵消可带来比单相转换器更低的输出电容器纹波电压。这就是多相转换器为什么是首选的原因。方程式 1 和方程式 2 计算出了每个电感中所抵消的纹波电流百分比。 mm = D x Phases （1）和
 其中，D 为占空比，IRip_norm 为标准化的纹波电流，其为 D 的函数，而 mp 为m 的整数。图 3 为这些方程式的曲线图。例如，20% 占空比 (D) 时使用 2 个相，可降低 25% 纹波电流。电容器必须承受的纹波电压大小，可通过纹波电流乘以电容器的等效串联电阻计算得到。很明显，最大电流和电压要求都降低了。 图 3 标准化电容器纹波电流为占空比的函数
图 4 显示了 25% 占空比下一个二相降压转换器的仿真结果。电感纹波电流为2.2A，但是输出电容器电流仅为 1.5A，原因是纹波电流抵消。50% 占空比下使用二相时，电容器完全没有纹波电流。 图 4 D=25% 时电感纹波电流抵消
负载瞬态性能 由于每个输出电感中存储的能量降低，负载瞬态性能随之提高。电流抵消带来的纹波电压降低，帮助实现了最小输出电压过冲和下冲，因为在环路响应以前许多周期都已结束。纹波电流越低，干扰越小。 输入 RMS 纹波电流抵消 如果连接转换器的输入线存在电感效应，则输入电容器将所有输入电流供给降压转换器。要仔细选择这些电容器，以满足RMS纹波电流要求，确保它们不会出现过热状态。很明显，对于一个 50% 占空比的单相转换器来说，极限输入 RMS 纹波电流一般固定为 50% 输出电流。图 5 和方程式 3 表明，使用二相解决方案时，25% 和 75% 占空比时出现极限 RMS 纹波电流，其仅为 25% 输出电流。 相比单相解决方案，多相解决方案的值更明确。只需使用更小的电容，便可满足降压级的 RMS 纹波电流需求。 图图 5 标准化输入RMS纹波电流为占空比的函数
 应用实例 LM3754 高功率密度评估板通过一个 12-V 输入电源供电，提供电压为 12V，电流为 40A。该评估板体积大小为 2 × 2 英寸，组件占用面积为 1.4 × 1.3 英寸。每个相的开关频率设定为 300kHz。表 1 对上述及其他工作条件进行了概括。组件放置在一个 4 层板上，层上铜为 1 盎司。板上还有一些引脚，用于远程检测，另有一个引脚用于获得输出电压余量。 根据设计，LM3754 评估板以高功率密度配置工作，因此它利用经过优化的输入电容器，其要求的RMS纹波电流更低。另外，评估板还拥有较低的纹波电压和较高的瞬态性能。应尽可能地遵循 LM3754 应用说明介绍的板布局。但是，如果不能遵循这种布局，应密切注意上述考虑因素。现在，我们还将为您说明其他一些考虑因素，之后是使用 LM3754 的测试板测试结果。第 12-13 页的图 6-11显示了这些结果。在进行必要的修改时，这些结果便是您需要得到的，或者说需要改进获得的目标。 图 6 12-V 输入效率曲线图
电路板布局考虑 强电流导线要求有足够的铜，才能最小化压降和温升。一般原则是，2 盎司铜最少每安培 7 密耳，内部层 1 盎司铜最少每安培 14 密耳。每个相的输入电容器都应尽可能地靠近顶部 MOSFET 漏极和底部 MOSFET 源极放置，以确保最小接地“跳动”。 连接至 IC 的信号组件 所有连接至 IC 的小信号组件均尽可能地靠近 IC 放置。VREF 和 VCC 耦合电容器也要尽可能地靠近 IC。对信号接地 (SGND) 进行配置，确保信号组件接地到IC接地之间有一条低阻抗通路。 SGND 和 PGND 连接 较好的布局方法包括专用接地层；电路板尽可能多地将内部层 2 专用作接地层。应从宏观上对通孔和信号线路进行布局，避免出现可能掐掉宽铜区域的一些高阻抗点。让电源接地 (PGND) 和 SGND 分离开，仅在接地层（内部层 2）相互连接。 栅极驱动 设计人员应确保高栅极输出到顶部 MOSFET 栅极的来回双向差动对导线连接，其为开关节点。控制与 MOSFET 之间的距离应尽可能地短。对低侧 MOSFET导线进行布局时，LG 和 GND 引脚的布局应遵循相同的工作程序。 CSM 和 CS2 引脚到穿过输出电感的 RC 网络之间，也必须进行差动对布线。注意《参考文献 1》中介绍的布局，为了获得更高的噪声抑制性能，滤波器电容被分拆成 2 个电容器—一个放置于电感旁边，另一个则靠近 IC。靠近开关节点时，这些检测线路的有效长度较短。如果可能，应使用一个接地层对它们实施屏蔽。 最小化开关节点 一般原则是，让开关节点面积尽可能地小，但要能够传输强电流，因此开关节点要位于多个层上。由于这种小型评估板本身可以从输入到输出折起来，所以开关节点便位于外层上，而 IC 直接位于开关节点下面。因此，必需让开关节点远离检测线路，同时也远离 IC。这样，开关节点便得到合理布局，向外朝向电路板的边缘。 结论 使用多相降压转换器有许多好处，例如：低过渡损耗带来的高效率、低输出纹波电压、高瞬态性能以及更低的输入电容器纹波电流额定要求等。能够为您带来上述诸多好处的一些多相降压转换器例子包括 LM3754、LM5119 和 LM25119 系列产品。 图 7 12-V 输入功耗
图 8 开关节点电压
图 9 输出电压纹波
图 10 瞬态响应：10-A负载步长20 µs（过冲/下冲约 27 mV）
图 11 40-A 负载 1.2-V 输出 Vout 启动图
参考文献
| 
楼主
标题置顶
标题高亮
