在高频开关系统中，通过并联电阻测量电流时，您可能会观察到正弦波电流纹波幅值过大、方波纹波或快速转换电流过冲或过高的高频噪声等问题。这些问题是由并联的分流电感引起的，当并联电阻值较低时，尤其是在1mΩ以下时，分流电感就变得更为明显。
【图1. 这是分流电感问题的等效电路图。100kHz开关稳压器的方波输出被L1和C1滤波，使得电流纹波是正弦波。H1捕获实际电流波形(由ROUT 1探测)，E1捕获并联电阻的精确电压及其电感(由Rout探测)，就像电流检测放大器(20V电源有助于方便地偏置和缩放以同时查看输出波形)。】
您可能遇到的一个问题涉及不正确的正弦波波纹信号幅度和波形。这里建模的一个实例中，波纹信号太大，使人怀疑整个测量的准确性。随附提供给我们的电路图显示了一个神秘的三角波，绘制于电路图上分流电阻附近(没有说明)，起初我没有注意，直到我仿真了电路。
【图2. 绿色的曲线代表实际的纹波电流，而黄色的曲线代表分流电阻的压降，这是从电流检测放大器输出的信号，没有输入滤波器。请注意，三角形的幅值比正弦波大得多(源E和H被缩放，当一切正常时，它们将匹配)。】
【图3. 这绘制了我们在应用中看到的问题。由于应用有一个输入滤波器，所以放大器输出的波形是正弦的，但幅值过大。只是滤波电容器太小的问题。】
【图4. 此应用电路图显示了滤波器在RFILT和CFILT处的初始值不正确，产生了图3的波形。将CFILT修正为0.3µF将提供正确的波形和幅值，如图5所示。】
【图5. 纹波以正确的滤波值响应。波形互相重叠。】
确实，正弦波纹波在并联电阻有足够的分流电感时确实会变成三角形波形。放大器最初有一个正弦波输出，因为设计人员明智地在放大器输入处包含了一个低通滤波器，但它根本没有被正确地“调谐”。在这种情况下，调谐涉及调整电容值，直到纹波匹配正确的计算值。现实世界分流的问题是，由于电感规格的模糊性，它们不遵守规则的分析方法。您可能会在数据表前看到类似于“0.5到5nH”的标注，而在规格表上没有具体的值，就看您是否幸运了。那么您使用一个电流探头，通过迭代您的电容器来确定正确的值(很明显，如果幅值太大，您就增加电容值和Vice，反之亦然)。
事实上，如果您有一个真正的方波电流，您可能有幸有一个过冲，您会以同样的方式“调出”。一旦您找到正确的滤波值，它将用于生产，甚至如果您不得不更换并联电阻供应商，它可能仍然有效。构建低于1mΩ的分流系统的方法不多。我可曾提到过，由于分流电感的影响，这个瞬态响应问题会随着分流系统变小(通常是在小于1 mΩ的情况下)而变得更糟？
在输入前滤波的重要性
重要的是，这种滤波应在电流检测IC输入之前完成。对没有前端滤波的系统长期收集的数据显示，在电流和功率值的数据图中，不明原因地偶然(但频率足够出问题)出现了大的尖峰。这些尖峰是引起电流检测前端混叠的并联电阻上升的高频响应引起的，不管是斩波稳定放大器、三角-西格玛转换器还是平均SAR，如果它们是采样系统，所有这些系统都是脆弱的。与任何混叠问题一样，正确的解决方案是在电流检测IC输入前进行模拟滤波。不理会说您不需要滤波器的供应商。如果它是个采样系统，并且您正在收集数据，您需要一个干净的信号进入您的电流检测IC。还请记住，混叠不是唯一的潜在问题，未经滤波的输入只会导致这些高频输入使前端过载的风险。
最后，如果您想更多的抑制噪音，当然可以调到更低的频率。在输入到链路中的第一个放大器之前进行滤波总是有益的。大多数电流检测IC限制在输入处实际滤波到一个单极，但应始终使用，并视乎需求在放大器的输出处实施更高阶的滤波。
虽然本文讨论这个问题存在于瞬态域，但任何精明的观察者都会意识到它可看作是个简单的一阶带宽问题。在极低欧姆值的并联电阻上的分流电感产生数百千赫拐角频率，有时出奇地低。无论如何处理，作为带宽问题、时间常数问题或瞬态响应问题，最佳滤波器的时间常数将等于并联电阻及其电感的时间常数(或补偿并联零频率的极点频率)：
电流检测IC将始终使用差分滤波器，RFILT将是两个电阻之和。从数学的角度，最难的部分是得到一个实际的LSHUNT值。
【图6. 最后，频率响应图显示500 µΩ并联电阻有3 nH电感，频率响应不断上升，用绿色表示，以及输入滤波器与一对10Ω电阻和0.3µF电容的互补响应。请注意，这个分流显示拐角频率约为30千赫。】
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