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理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出，但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做，这主要是正激后面加了个偶合电感，而反激的漏感不是零。 由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在Ton结束时达到峰值Ip。这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。 另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。 相信很多人做反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化，这是什么原因呢？ 原来，在MOS关断，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配，具体是按匝比的平方来分配（这个可以证明，把其他路等效到一路就可得出结果）如：5V 3匝，漏感1uH，12V 7匝，如果漏感为（7/3）（平方）*1=5.4uH，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面影响到输出调整率： 1.次级漏感，这是明显的； 2.输入电压，如果设计不是很连续，则在高压时进入DCM状态，DCM时由于电流没有后面的平台，漏感影响更显著。 改进方法： 1. 变压器工艺，让功率比较大，电压比较低的绕组最靠近初级，其漏感最小，电压比较高，功率比较小的远离初级，这样就增加了其漏感。 2. 电路方法，电压输出较高的绕组在整流管前面加一个小的磁珠或一个小的电感，人为增加其漏感，这样电流的变化率就接近于主输出，电压就稳定。 3. 电压相近的输出，如：3.3V、5V，按我们的解释其漏感应该差别很小，这时就要把这两个绕组绕在同一层里面，甚至有时候5V要借用3.3的绕组，也就是所谓的堆叠绕法，来保证其漏感比。 多路输出反激变换器往往只对主输出采用闭环反馈稳压，而辅输出则开环不反馈。当变压器为理想以及二极管压降可忽略时，在连续导通CCM模式下，多路输出反激变换器的主、辅输出的电压都比较稳定。但由于变压器的非理想性(存在漏感以及线圈电阻)以及二极管压降不可忽略，当主、辅输出负载发生变化时，辅输出由于开环，其输出电压会发生较大变化，交叉调整率比较差。 对于多路输出的情况,通常只有输出电压低、输出电流变化范围大的一路作为主电路进行反馈调节控制,以保证在输入电压及负载变化时保持输出电压稳定。 理想情况下,辅助输出电压与主输出电压满足变压器匝数比的关系,即只要使主输出电压保持稳定,则辅助输出电压也能保持稳定。 但实际上由于受变压器各个绕组间的漏感、绕组的电阻、电流回路寄生参数等的影响,辅助输出电压随输出负载的变化而变化。 通常当主输出满载,辅助输出轻载时,辅助输出电压将升高; 而当主输出轻载,辅助输出满载时,辅助输出电压将降低。 这就是多路输出的负载交叉调整率问题。 目前,改进多路输出开关电源的交叉调整率的方法可分为无源和有源两类。有源的方法(加后级调节控制) 虽然具有高稳压精度,但电源的可靠性、效率和复杂性不如无源的方法好。 介绍几个网上找到的解决方案的文档： 介绍了四种改善多路输出开关电源交叉调整率的无源设计方法:(详见林思聪的论文《改善多路输出开关电源交叉调整率的无源设计方法》) 1. 输出电压加权反馈控制 利用加权的原理,把主输出电压和辅助输出电压按一定的权重比例进行取样反馈,从而使辅助输出电压也能像主输出电压一样,能够对占空比起到一定的调节作用,使辅助输出电压的变化得到一定程度的改善,从而提高输出电压的交叉调整率。 2. 各路输出滤波电感的耦合 通过电感耦合,使多路输出电流变化量相互感应,改善电感电流脉动,从而保持多路输出电压间的比例关系,改善负载交叉调整率。 3. 变压器各绕组耦合优化 对多路输出的电源,其输出阻抗直接决定了输出电压的变化,输出阻抗与各输出绕组间的漏感成正比,而初、次级绕组的耦合程度对输出阻抗也有很大影响,所以设计多路输出高频变压器要使各输出绕组间紧密耦合,且输出电流变化范围大的绕组(主输出绕组) 与初级绕组要耦合的最好,这些都有利于提高交叉调整率 4. 钳位电路的设计 漏感会导致变压器电压的尖峰,对于反激变换器,该尖峰会直接引起辅助输出轻载时输出电压的攀升。如果能保持嵌位电压的大小略高于次级反射电压,则多路输出反激式开关电源的交叉调整率能得到极大的改进。
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