高功率密度的电源要怎么设计？

只看该作者 · 2023-2-6 23:36

随着时代的发展，电源被设计得越来越小，却越来越高效，而在节能倡议和客户期望的推动下，电源还需要具有功率因子校正（PFC）功能。通过减少谐波含量和被动电源引起的电力线损耗来降低对交流市电基础设施的压力，这给电源设计人员带来了不小的挑战。

本文将讨论一个 300 W、20 V 单相交流输入电源设计，该电源具有超过 36 W/in3 的高功率密度，且满载效率为94.55%。表1 总结了其关键性能特征，图1 显示了该电源。经由先进的图腾柱 PFC 控制器控制前端 PFC，且 PFC 由 GaN 集成驱动器所驱动，后端由频率 500 kHz 的高频 LLC 级，配合输出同步整流，可实现高功率密度。找元器件现货上唯样商城

表 1. 300 W 超高密度电源性能总结

图 1. 300 W 超高密度电源

功率因子校正 — 频率箝位临界导通模式

标准电源的拓扑结构如图2 所示，由一个整流器和一个输入升压级组成。输入整流器级中存在高损耗，不仅会降低效率，还会增加电源的尺寸。我们将使用图2 中的电路来解释超高密度电源的图腾柱 PFC 控制器中使用的频率箝位临界导通模式。

图 2. 桥式整流器后接单相 PFC 级

有源整流或功率因子校正的目的是调节输入电流 iIN 与输入电压 vIN 成比例且同相位。此时电路就等同于一个理想电阻，其功率因子等于 1，且无谐波失真。然而实际上，要实现这一点会受到众多限制。

图2 所示的电路需要控制两个变量：大电容或总线电容上的电压 VBUS ，和电源周期内的输入电流 iIN。通过将总线电压设置为高于交流输入电压的峰值，可以使用升压级控制两个独立变量（允许总线电压出现低频交流纹波）。进而控制一个开关周期内的平均输入电流 iIN ，与一个开关周期内的平均输入电压 vIN 成比例。NCP1680 图腾柱 PFC 控制器以接近临界导通模式的非连续导通模式运行。

将 t1=tON 定义为电感充电（累积能量）的导通时间，t2 定义为部分关断时间，此时电感（存储的能量）提供泄磁电流，t3 定义为另一部分关断时间，此时电感电流随开关和其他输出电容振荡，T=tON+t2+t3，L 为电感，非连续导通模式下 iIN 与 vIN 的关系为：

我们将通过数学模型来分析控制方法，并透过 T、tON、t2 和 t3 的图形显示。我们可以看到，iIN 和 vIN 之间有可能成正比的关系式。tON 项来自设计带宽在 5 到 10 Hz 之间的低带宽控制环路；因此，它在最低频率为 30 kHz 的快速开关周期内保持恒定。

如果 t3 为零，则 t1 + t2 项将与 T 相抵。但是，t3 通常不为零，因此我们需要对此进行处理。我们调整 tON 值，使 iIN 与 vIN 成比例。

电感值和数据手册中的 tONMAX 值决定了给定输入电压和假定效率 η 下的最大输出功率。

一般来说，t3 永远不会是零（我们稍后将讨论），因此我们需要通过一个因子来微调 tON 的值。t1、t2 和 T 的值源自前一个开关周期。

因此，即使 t3 不为零，现在一个开关周期内的平均输入电流 iIN 也与一个开关周期内的平均输入电压 vIN 成比例。

PFC 控制回路的低带宽意味着对负载变化的响应较慢。PFC 控制器测量总线电压。如果负载显著增加，则总线电压将降低。如果它降低到一定电平以下，PFC 控制器将启动动态响应增强器 (DRE)，它能有效使 tON 的值暂时增加，从而实现更好的负载调节。如果总线电压超过某个电平，则控制电压会分四阶段下降到零，每阶段持续 100 μs，直到总线电压降下来。（如果它超过一个更高的电平，则立即停止开关）。

回到关于 T、t1、t2 和 t3 波形的讨论，图3 显示了图2 中的升压电路，使用一个脉冲模拟激励时的波形，并显示导通时间 t1 和关断时间 t2 中的电感电流波型。由于只有一个脉冲，因此没有定义 T 和 t3。该图旨在确定再次导通的最佳时间，分别标记为 P、Q 或 R 的时间点。为便于说明，在用于生成这些波形的模拟中，将输出开关电容设置为高于常用值。

如果 MOSFET 在标记为 P 的时间导通，则电路器件以零电流、高电压导通。存储在 MOSFET 和寄生电容中的能量必须通过 MOSFET 沟道放电，这会造成损耗。如果 MOSFET 在标记为 Q 的时间导通，则电路器件也会以零电流导通，但电压要比之前低得许多。存储在 MOSFET 中的能量也比之前低得多，因此将显著降低导通能量 (EON) 损耗。如果 MOSFET 在标记为 R 的时间导通，导通损耗会略高，因开关周期之间的时间较长，而使得开关频率较低：总功耗是 EON 乘以频率。

图 3. 单脉冲激励升压电路

我们假设最小输入电流峰值为 1 A。t1 时间非常短，可能是 5 µs，然后是稍长的 t2 时间。所以 t1 + t2 是 11 µs，而不是我们在图3 中看到的大约 45 µs。如果开关在漏极电压的第一个波谷打开，则开关频率会高得许多，而在最后一个波谷打开，则开关频率会降低许多。

对于 300 W 应用中的图腾柱控制器，NCP1680AA 版本的开关频率最高限制为 130 kHz。对于大电流开关周期，其开关周期较长，因此开关频率较低。对于小电流开关周期，开关频率将增加到 130 kHz。当达到此频率限制值时，其频率将被箝位直到下一个脉冲，此脉冲在 1/130 kHz 时间之后出现。在轻负载时，频率折返有助于提高效率，始终确保频率高于 25 kHz 的频率箝位限制，以确保没有音频范围内的噪声出现。有关 NCP1680 的更多详细信息，请参阅数据手册[1]。

功率因子校正 — 集成GaN驱动器

图2 所示电路包括 4 个桥式整流二极管和 1 个升压二极管。本文介绍的 300 W 电源具有高效率的三个原因之一是采用了去除了桥式整流器的图腾柱拓扑，并使用快速开关 MOSFET 取代升压二极管。图腾柱拓扑去除了整流器，具体说明如下——考虑下面图4a 中的电路。电感、电容、MOSFET S1 和标记为 S2 的二极管构成了一个标准升压电路，并于正半周期间工作。旁路二极管可防止在启动或特定异常情况下发生电感饱和。标记为 SR1 的整流二极管在正半周期间导通，并在输入电压处于负相时阻止动作。

图4b 中的电路显示了负半周期间所需的升压电路。电感、电容、MOSFET S2 和标记为 S1 的二极管构成标准升压电路的负半周版本，并在升压电路导通路径中配备了一个整流二极管 SR2。

图 4. 正相和负相升压电路

图5 显示了图4 中的电路与图腾柱 PFC 标准电路图的组合。电路中有两个二极管（SR1 和 SR2），可以用 MOSFET 代替，以获得更高的效率。这些二极管在图腾柱工作期间导通，但切换频率只有 50/60 Hz。旁路二极管仅在启动（浪涌电流期间）时导通，因此使用 MOSFET 代替它们没有任何好处。

图 5. 采用二极管的图腾柱 PFC 电路

图6 显示了采用高速 GaN HEMT 和低速超结 MOSFET 的图腾柱 PFC 拓扑。在正半周波期间，SR1 在整个周期内导通，并为图4a 所示的同步升压电路提供接地路径。S1 动作如异步升压级中的升压开关，S2 动作如异步升压级中的升压二极管。同样，在负半周波期间，SR2 在整个周期内导通，并为图4b 所示的电路提供接地路径。在异步升压级中，S2 充当升压开关，S1 则充当升压二极管。

图 6. 采用 LLC GaN 半桥和 SJ MOSFET 的图腾柱 PFC 电路

组件 SR1 和 SR2 在低频下开关，因此它们可以是低速器件，电源使用超结 MOSFET 实现此功能。需要附加电容，如果不加电容，过零点转换太快，会导致潜在的 EMI 问题。如果电容太大，则 THD 性能会变差。NCP1680 控制器具有特殊的过零点序列脉冲，可优化过零点性能。

组件 S1 和 S2 使用集成 GaN 驱动器器件实现。这些器件将 GaN 器件和驱动器集成到一个封装中，从而降低线路寄生电感并解决了驱动 GaN 器件的复杂性。集成 GaN 驱动器安装在 IMS 基板上，以便在此设计中实现更好的冷却，进而无需在 PCB 上安装体积庞大的散热器。采用集成驱动器 GaN 器件是该 300 W 电源的功率密度如此之高的第二个原因。

功率因子校正 — NCP1680 图腾柱 PFC 控制器

图7 显示了 300 W 超高密度电源的主要电路。上一节中描述的图腾柱电路位于图的左侧，由 NCP1680 驱动。图腾柱中的电感带有一个辅助绕组，连接到图腾柱 PFC 控制器。

图腾柱 PFC 电路中 PFC 功能的工作原理与上一节介绍的标准升压拓扑类似。主要区别在于：

● 图腾柱 PFC 控制器必须从在正交流相位期间使用低压侧 MOSFET 开关作为升压开关，改变为在负交流相位期间使用高压侧 MOSFET 开关作为升压开关。

● 图腾柱 PFC 控制器可以驱动高压侧 MOSFET 以在正交流相位期间提供二极管功能，并驱动低压侧 MOSFET 以在负交流相位期间提供二极管功能，从而提高效率。在轻负载时，驱动 MOSFET 的额外损耗超过降低导通损耗带来的好处，因此停用此开关。

● 图腾柱 PFC 控制器可以通过检测图腾柱输入电压相位以驱动低速器件，更可提高效率。

图腾柱 PFC 控制器还能自动优化死区时间和降低过零性点提升性能的复杂问题，详情请参见 NCP1680 数据手册[1]。

图7 显示 NCP1680 有五个输入端。如上一节所述，两个连接（AC+ 和 AC-）用于确定交流线路的相位，一个连接用于测量 PFC 控制所需的总线电压。通过 ZCD 引脚执行 PFC 中的电流监控。该电流测量有助于确定 t2 周期何时结束，也可用于过流保护。漏极电压振铃监控位于 AUX 引脚上，用来确定漏极电压振铃中的最小值，以优化开关性能。

除了控制功能外，这些引脚上检测到的电压位准和波形还用于保护和其他控制目的。例如，使用 AC+ 和 AC- 引脚上测得的电压判断低电压/高电压和掉电保护。欠压、软过压、快速过压保护和动态响应增强器都使用 FB 输入端测得的电压判断。

VCC 供应来自 DC-DC 转换器级。一旦 LLC 控制器高压启动电路提供的能量足以启动 PFC，它就会开始工作。成功启动后，两个控制器均由 LLC 变压器辅助绕组和稳压器供电。图腾柱控制器附近的电路板上有一个热敏电阻，可在控制器集成的过热保护功能之外，提供额外的过热保护。

此设计使用图腾柱 PFC 控制器的跳过 (SKIP) 或待机模式。极性指示信号显示器件检测到的是交流正半周期还是负半周期。前级 PFC OK 信号馈入 LLC 并指示大容量电容上的正确电压范围。

图 7. 300 W 超高密度电源

应用笔记 AND90147/D [2] 阐述了如何设置设计的组件值。使用 [2] 中列出的等式 1-4 计算并选择电感值，计算值参见下表2。

表 2.图腾柱电感值的计算

大容量电容值为 2 x 100 μF，符合[2] 中的公式 5，符合标准纹波计算公式。还需要高频去耦电容，尤其要注意 PFC 级之后 LLC 级的高速开关。

选择 NTMT064N65S3H 超结 MOSFET 作为慢速桥臂组件 SRL1 和 SRL2，其 RDS(ON) 典型值为 52 mΩ。考虑到 RDS(ON) 会随温度而变化，我们可以假设两个 RDS(ON) 为 100 mΩ。使用分段近似法计算电感 RMS 电流为 5.22 A。SRL1 和 SRL2 的总损耗为 2.8 W，由两个器件分担—每个器件仅导通半个周期。所以每个器件的损耗是 1.4W。使用 Power88 封装时，假定 RTHJA 为 50 K/W，则引起的温升约为 70°C。

两个超结 MOSFET 由 NCP5183 驱动器驱动，SRL1 位于高压侧，SRL2 位于低压侧。请注意因为功率器件为 50 Hz 或 60 Hz 的低开关频率，自举驱动器需要一个 2.2 F 的电容。

选择 NCP59821 集成 GaN 驱动器器件，作为组件 S1 和 S2。这些器件包括一个 GaN 驱动器 + GaN HEMT。GaN HEMT 的 RDS(ON) 为 50 mΩ。RDS(ON) 会随着温度升高而增加，因此我们使用 100 mΩ 进行损耗计算。使用分段近似法计算 GaN HEMT 顺向和反向 RMS 电流，分别为 4.45 A 和 2.73 A，RMS 平均值为 3.69 A。

GaN 的主要优势是开关损耗低至可忽略不计。因此，快速开关器件的总损耗仅为每个器件 1.36 W。

使用 NCP51530 接面隔离式栅极驱动器作为电平转换器，并为集成 GaN 驱动器提供信号。可将它看作是 NCP5183 的高速版本，适合高频工作。NCP1680 的高压侧和低压侧驱动输出在馈入 NCP51530 之前，先经过 10Ω/100 pF 低通滤波器滤波。

让我们来看一下 NCP1680 的检测输入。两个输入用于交流线路检测、一个输入用于电流检测、一个输入用于输出电压检测、一个输入来自升压电感器的辅助绕组并用于准确检测波谷。AC 线路的检测输入由 100 kΩ 和 9.9 MΩ 的电阻分压器组成，按照数据手册的建议，分压系数为 100。通常建议将高压电阻分成串联电阻，以满足爬电距离和安全要求。1 nF 电容可过滤引脚上的噪声。

NCP1680AA 的推荐电流检测电阻值为 100 mΩ。不同版本的 NCP1680 会有不同的电流检测阈值，因此需要对该值进行调整。值越大，损耗越大，但抗噪声能力越强。该电阻在低输入电压线路的功耗相对总损耗的贡献约为 5-6%。

升压电感的辅助绕组用于检测波谷，匝数比为 7:1。配备了一个 10k 串联电阻用于限流，还有一个 470k 下拉电阻。肖特基二极管提供反向电压保护。

PFC 输出电压分压器的高压侧电阻设置为 10.9 MΩ。该值越小，抗噪声能力越高，但功耗越大。通常建议将高压电阻分成串联电阻，以满足爬电距离和安全要求。分压器设置所需的输出电压，根据参考文献[1]，低压侧使用 68 kΩ 的电阻可提供 403 V 的输出电压。并且需要一个具有 5 kHz 截止频率（10 kHz 采样频率）的抗混迭滤波器，参考应用使用一个 1 nF 的电容。

LLC级 —NCP13994电流模式LLC控制器

图8 显示了 300 W 超高密度电源中使用的 LLC 级。S1 和 S2 构成一个半桥。谐振桥由三个组件构成：电感 Lr、电容 Cr 以及匝数比为 n 且具有大磁化电感 Lm 的变压器。变压器的中心抽头输出连接到两个 MOSFET、输出电容和负载。

图 8. 具有中心抽头半桥输出级的半桥 LLC 谐振转换器

此拓扑结构具有 Q1 和 Q2 的零电压开关特性。图9 显示了 QUP (S1) 两端的电压和流经 QUP 的电流模拟波形。当漏极电流为负时 QUP 导通，因此会有反向导通电流，这意味当器件为硅 MOSFET 或 SiC MOSFET 时，该器件的体二极管将被导通。与大约 400 V 的 VBUS 电压相比，电压转换过程中只有几伏电压，因此消除了 EON 开关损耗。

图 9.LLC 波形

应用笔记 AN-9738 [3] 对 LLC 转换器的低频增益特性进行推导。增益取决于 Lr、Lm、Cr、n 和负载 Ro。利用[3] 中的公式，我们绘制了 300 W 超高密度电源的低频增益特性，如图10 所示。

图 10. 300 W UHD 电源中 LLC 电路的理论增益-频率曲线

这些曲线图显示 LLC 转换器在不同负载下的增益。在我们的设计中，100% 负载为 300 W。该曲线图显示增益随频率而降低，此为零电压开关的要求：电流过零迟于电压过零。

LLC 存在两个谐振频率。在我们的范例中，[3] 中定义的谐振频率 fo 是增益为 1 时的频率，为 442 kHz。[3] 中描述的谐振频率 fp 是空载曲线的峰值，负载增加时该峰值的值会降低。如果器件工作在增益随频率增加的情况下，则会出现硬开关和回馈信号反向的现象，如果谐振回路设计得当，控制器本身可以防止这种情况发生。

300 W 高功率密度板操作于谐振频率以上。返回图7，LLC 控制器有一组高压启动电路，用于启动时为控制器供电。一旦控制器开始工作，变压器上的辅助绕组会为器件供电并停止高压启动电流源，直到再次需要时启用。当 AC 断电时，它会帮 EMI 滤波器中的 X 电容放电，这意味着不需要额外的电阻为该电容放电，从而节省了待机功率。

NCP13994 控制器[4] 集成了高压半桥驱动器，因此无需外部驱动器或电平转换器。高压侧驱动器带有一个可以优化的外部自举电路。该 LLC 控制器可驱动两个 GaN HEMT 器件，有助于提高电路板的效率。

此 LLC 控制器为电流模式 LLC 控制器—CS 通过谐振电容上面电容分压器的电压检测初级侧电流。由于电流波形可能有不同形状，实际过程是在开关周期内对电流波形进行积分，并测量该周期内的电荷。电流模式控制可实现出色的动态响应，并针对每个脉冲达到限流功能。NCP13994 数据手册、NCP4390 控制器应用笔记[5] 和 3 kW LLC 功率研讨会白皮书更详细地阐述了电流模式控制运行。LLC CS 和 LLC FB 引脚用于监控谐振电流和输出电压的隔离信号，以实现这种电流模式控制。

FB FREEZE 和 SKIP 引脚设置 SKIP 工作模式的阈值，以确保轻负载时的良好效率。与 NCP1680 一样，NCP13994 也有一个外部过热保护引脚。

LLC 级—NCP4306 同步整流控制器和 LFPAK4 60 V 3 mΩ MOSFET

使用图腾柱 PFC 和 GaN HEMT 之后的第三个方法是使用同步整流。两个 NCP4306 同步整流控制器分别驱动两个并联的 NTMYS3D3N06CL LFPAK 60 V 3 mΩ MOSFET。控制器检测 MOSFET 上的电压并在导通时将其打开。低寄生电感对于防止过早关断至关重要，因为过早关断会降低效率。NCP4306 具有最小导通时间和最小关断时间设置，以及一个定时器以支持轻载和中等功率 LLC 工作——详细说明请参阅 NCP4306 资料手册[6]。

300 W 电源性能总结

有关电源性能的更多详细信息，请参阅我们的电源研讨会演示文稿[7]。整体设计符合 134 mm x 62 mm x 18 mm 的最小外形尺寸。它在宽功率范围内具有出色的效率表现，另外低于170 mW 待机功耗适合该功率范围应用，所以是一个无需辅助电源的理想解决方案。