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在DCDC转换电路的设计过程中，我们常常会需要知道转换电路在某个特定工作状态时功率的损耗。 比如通过待机状态的损耗来确定电路对待机时长的影响，通过稳态情况的损耗来确定设备温升情况，以及大电流情况下的损耗来确定电路的极限工作能力。 而弄清楚转换电路中损耗的来源以及如何去计算，便成了我们在优化功耗设计时不可或缺的内容。
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本期内容
今天我们将通过对Buck电路中损耗的分析和计算，带大家初步了解DCDC电路中的损耗是如何产生的，以及如何针对不同工作状态去减小电路的损耗。
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同步整流Buck电路 Buck电路通常由输入电容、开关管、续流管、电感、输出电容以及反馈控制电路组成，而续流管又分为被动的续流二极管和主动的同步整流开关管，这两种情况对于损耗的影响是不同的。 在如图所示的同步整流Buck电路工作过程中，N MOSFET Q1持续地开通和关断，找元件现货上唯样商城，电源和电容提供的输入电流断续流过Q1，在Q1关断期间，由于电感电流不能突变，所以需要打开N MOSFET Q2为其主动续流维持电感输出电流。 图1：同步整流Buck电路 因为MOSFET 存在导通电阻，在导通阶段流过电流会产生损耗，称之为导通损耗，计算时由于上下管交替导通以及各自导通电阻的差异，需要分别计算其导通损耗。 类似的，电流流经电感L 时也会由于电感的直流导通电阻而产生导通损耗，在电感电流纹波很小可以忽略的情况下，电感电流等于Buck电路输出电流，电感还会存在磁芯损耗，在磁芯为铁氧体材质时，磁芯损耗可忽略不计，具体计算可参考电感厂家提供的应用手册。 在具有电流反馈的Buck电路中，还会存在采样电阻 Rsense，其值通常为数毫欧，也会有不可忽略的导通损耗。 在同步整流Buck电路中，由于开关管交错导通且存在开关时间，在某个开关管打开之前，若未完全关断另一个开关管，两管就会直通，这时轻则损耗变大，重则烧毁电路。
图2 开关管交错导通
为了完全错开两管的开关过程，便在驱动逻辑上增加了死区时间。在死区时间内，两个MOSFET均关闭，电感电流不能突变，便只得从续流MOSFET Q2的体二极管中流过，但由于体二极管正向导通压降的存在，也形成了一定的导通损耗。
图3 PWM死区
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非同步整流Buck电路 在非同步整流的Buck电路中，MOSFET Q2 被二极管 D1所替代，所以在电感续流期间，续流开关管的导通损耗便变成了二极管正向导通压降所带来的损耗。 图4 非同步整流Buck电路 在MOSFET Q1 开通过程中，续流二极管D1逐渐反向恢复，而反向恢复先要释放掉续流期间正向导通时储存的电荷，这里也会形成一定的损耗，反向截止电压较低时该损耗通常较小可忽略。 0 3
导通损耗和反向电容损耗 导通损耗和反向电容损耗计算公式如下：
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MOSFET的开关损耗 回到我们的同步整流Buck电路中，有同学可能会提出疑问了，MOSFET 是电压型器件为什么也需要电流才能导通呢？
这是因为MOSFET 由于结构的原因不可避免的存在寄生电容，为了使 MOSFET 达到导通条件，也就是栅极电压Vgs超过某一阈值，必须通过栅极向这些寄生电容充电，这也就形成了驱动电流，同时为驱动电路提供瞬态电流的VCC电容和自举电容的容量有限，过大的驱动电流会引起不可接受的电容电压跌落，造成驱动电压下降或者控制芯片工作异常，需要通过电阻来限制这个充电电流，所以实际上MOS的导通是需要一定时间的。
图5 Mosfet导通栅极电压曲线 导通期间，MOSFET 漏极电压 Vds与漏极电流 Id重合，产生开通损耗。 图6 MOSFET导通开关损耗 类似的，MOSFET 关断期间产生关断损耗。需要注意的是，由于死区时间的存在，续流MOSFET Q2 在开通和关断之前，Vds电压均已接近0V其开关损耗可忽略不计，即零电压开关。
同时，给MOSFET 寄生电容充的电在关断期间通过栅极驱动电路流向地，所以这部分电量也损耗掉了，称其为驱动损耗。
图7 MOSFET关断释放电荷
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开关损耗和驱动损耗 开关损耗和驱动损耗计算公式如下：
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VCC转换器损耗 开关管N MOSFET Q1的驱动电路由控制芯片中的VCC转换器供电，VCC转换器通常为线性稳压器，存在较大效率损失，同时由于上管源极电压浮动，需要自举电路提供浮动驱动电压，此处存在一定效率损失。
开关管N MOSFET Q2，类似，但无自举电路损耗。逻辑电路和放大器等的损耗可以由芯片静态电流Iq计算。
VCC转换器损耗计算公式如下：
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案例计算 下面以MP9928同步整流控制芯片为例，计算其Demo板 12V转5V 521kHz FCCM模式时的工作效率。我们可以在手册中找到芯片的原理框图，结合功能描述，发现其内部VCC转换器存在两种供电方式，这里按从芯片电源输入端IN 供电的方式计算芯片的损耗。 图8 MP9928 VCC电源路径 计算损耗所需要的公式如下，由于上下管 MOSFET 参数一致，可以对计算公式进行化简：
从手册中找到计算所需的栅极驱动电源电压、芯片静态电流、死区时间。
图9 MP9928 芯片参数 通过浏览EV9928的手册查得其所用 MOSFET 、电感、采样电阻的型号，再浏览其对应的手册，获得对应栅极驱动电压和漏极电源电压情况下MOSFET的导通电阻Rds(on)和栅极驱动电荷Qg以及电感的直流导通电阻Rdc。
图10 MOSFET栅极电荷和导通电阻
图11 电感直流导通电阻 MOSFET实际的开关时间需要在电路中测试，此处选用MOSFET手册中数据作为参考。
图12 MOSFET开关时间
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效率计算结果分析 MP9928 评估板的效率计算结果与真实条件下的测试结果对比如下：
图13 EV9928效率曲线 可以发现计算的出来的效率略高于测试结果，可能是因为损耗导致的发热进一步影响了器件的参数，但总体来说结果具有较高可信度。
若需进一步分析非线性参数对损耗的影响，可以参考MPS电源小课堂往期视频《合适的比例，让效率曲线更加完美》。
分析计算结果中各损耗来源所占百分比：
图14 EV9928损耗来源 可以发现轻载时的损耗主要来源于芯片内部转换电路损耗以及MOSFET驱动损耗，而重载时主要来自于MOSFET、电感、采样电阻等的导通损耗、以及MOSFET的开关损耗和死区时间内下管体二极管续流时的损耗。
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工作状态对效率的影响 进一步对MP9928 评估板进行效率测试： 图15 EV9928不同工作模式下的效率曲线 可以发现开关导致的驱动损耗，主要影响轻载效率，开关频率对轻载效率影响较大，和计算结果推算一致。 10
关于提升Buck电路效率的建议 对于大多数 MPS Buck 稳压器，高侧MOSFET、高侧MOSFET驱动器、低侧MOSFET、低侧MOSFET驱动器(仅用于同步 Buck 变换器)、 VCC Regulator、逻辑和控制电路集成在一个芯片中。因此，选择开合适的开关频率、低侧二极管(仅用于非同步Buck变换器)以及电感是降低功率损耗的关键。通常给出以下建议:
- 开关频率越高，开关损耗越大。选择合适的频率可以优化开关损耗和大小。
- 低侧 MOSFET (仅适用于同步转换器)：对于高输出电流应用，推荐使用低 Rds(on) 的 MOSFET来降低低端 MOSFET的导通损耗。对于高输入电压应用，推荐使用低 Qg 的 MOSFET来降低 Vcc Regulator损耗。
- 选择较小Ciss、Crss、Qg等寄生参数的高侧MOSFET来减少开关损耗，其Rds(on)可以比低侧MOSFET大。
- 续流二极管(只适用于非同步转换器)：为了减少续流二极管的导通损耗，建议采用低正向导通电压二极管；选择反向恢复速度快的二极管，减小反向恢复损耗。
- 建议采用低直流电阻的电感器，以减少电感器的导通损耗
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楼主
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讲解的非常到位，受教了。