本帖最后由 ty新气象 于 2012-8-29 13:57 编辑
设计原理
高压电源的总体框图如图1所示，电路主要分为主电路和控制保护电路两部分。
该系统的工作原理：先将市电220 V/50 Hz通过全桥整流滤波后，变成300 V左右直流电压，将其通过PWM的Buck变换得到0～300 V可调直流电压。然后直流电经过DC/AC逆变成高频电压，经过谐振电路和高频变压器后电压变为10 kV左右，再经倍压整流得到所需的电压。DSP系统为DC/DC提供电压输出幅值的给定信号，同时接收DC/DC环节来的反馈信号，并实时地做出反应，控制DC/DC环节输出电压的大小。对于DC/AC环节，DSP系统通过输出4路脉宽可调的PWM信号控制逆变环节4个IGBT的通断，并且接收反馈动作信号，控制4路PWM的脉宽来达到控制逆变环节输出电压的目的。DSP系统还可进行输出电压测量，并且提供一个良好的人机接口，实时地显示各个参数值，并提供操作控制。
硬件设计
高压电源主电路
高压电源主电路见图2，主要由整流滤波、直流Buck变换和高频逆变3部分组成。工频二相交流电经整流桥滤波得到低压直流电，通过直流Buck变换。使DC/DC变换输出的电压控制在0～300 V左右，然后经相控谐振逆变电路，通过对前后桥臂的相位控制，实现对电压的变频和调压，再经高频变压器和8倍压整流电路得到直流高压。该设计采用将高频变压器接在倍压电路中间，组成正负双向倍压整流的方式，并使正负两端一端接地，另一端输出高压，能够大大减小电压纹波。
正负双向十倍压整流电路的基本原理为：在ui的正半周时，C9通过VD9被iVD9充电到ui的峰值;在ui的负半周时，ui的峰值加上C9对C10充电，通过VD10被电流iVD10充电，C10的电压达到2ui，同时ui通过VD1向C1充电;当ui再次为正半周时，C11通过VD11被电流iVD11充电到两倍的ui峰值，同时ui的峰值加上C1的电压对C2充电，通过VD2被电流iVD2充电，C2电压达到2ui。如此正负反复下去，充电的最终结果是C2～C8两端电压几乎达到2ui，极性为左负右正;C10～C16两端电压也达到2ui，极性为左正右负。该设计将C16右端接地，将C7右端做为高压输出端，输出电压为正负倍压的绝对值之和，得到80 kV高压。而脉动系数为其矢量之和，正负脉动值相互抵消因而系统输出纹波很小。
高压电源的控制电路
图3为DSP控制电路示意图。A/D转换模块采用AD652芯片将由分压器采集的电压信号转换成频率信号，通过光纤传给DSP进行计算。DSP通过计脉冲个数的方式计算采集电压值，对采集的电压进行简单数字滤波处理，防止引入干扰。然后以此电压为依据用数字PI控制策略计算前后桥臂的相位差，通过PWM输出控制信号，同时将采集的电压通过显示器显示。电源的运行状况和输出电压通过键盘来控制。送至逆变环节和Buck电路的驱动信号必须经过驱动保护电路，其目的是一方面将5路驱动信号隔离并滤波放大，另一方面当逆变环节和Buck电路产生过流短路或温度过高等故障时，能够及时产生可靠的故障信号，通知DSP停止发送驱动脉冲。
为了使控制电路尽量避免受高电压功率部分的影响，要求控制电路与驱动电路隔离。这里采用高速光耦TLP250作为隔离。图4为1路开关管的驱动电路，其他4路类似。
反馈回路中对输出电压信号的取样，采用在输出端并联电阻，再通过电阻串联衰减的方法实现电压经隔离反馈至DSP，通过DSP程序控制输出PWM波的占空比，进而调节输出电压，达到稳压的目的。
过流保护采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在开关管允许的过流时间内将其关断，起到保护作用。过流保护信号经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端，如图5所示。当同相输入端过流检测信号比反相输入端参考电平高时，比较器输出高电平，使VD2从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并将同相端电位提升为高电平，使电压比较器一直稳定输出高电平。同时，该过流信号还送到DSP内，通过程序中断来控制PWM输出，起到保护作用。
软件设计
该设计由DSP进行控制，DSP产生的5路PWM波，1路用于前级Buck电路调压，另外4路用于高频逆变。采样反馈电路将每级输出反馈回DSP，通过与设定电压比较来控制PWM输出的变化。该设计程序流程图如图6所示。
实验结果与分析
电源供电输入为220 V二相交流电，整流后母线电压约为300 V，功率管为2MBI100N-060型IGBT，最大耐压600 V，最大电流100A。滤波电感约为1 mH，电容为560μF/1 kV，后级高压侧谐振电感L=300μH，谐振电容C≈1μF，工作频率约为19 kHz，最大谐振电流30 A。经取样电阻取样后得到图7所示结果。
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