于TMS320F2808电动汽车车载光伏充电系统设计与实现

上位机软件：光伏充电监控系统。该系统是基于LABVIEW平台开发的。

图3 CAN通讯系统

统硬件设计

本系统设计并制作一个光伏电池充电装置，输出电压范围为40V-60V；能够跟踪光伏电池最大输出功率，误差小于5%；变换器效率达到85%；能够输出稳定的电压和电流，波动幅度小于5%；能够检测电池组的充电电压和电流，误差小于5%；具有防止电池组过充电功能和过流保护。系统工作原理图如图4所示。

图4电动汽车用光伏车载充电工作原理图

硬件设计主要展开了以下研究：

1) 变换器主电路参数的设计与器件选型。根据太阳能电池的输出电压范围、最大功率点电压和电池组充电电压的要求，选取合适的开关器件和驱动控制电路参数，减少开关器件的开关损耗并使其温升小于50℃，从而提高变换器的运行效率。合理布局PCB，减小信号受到的电磁干扰，保证开关器件准确的开断使其稳定运行而不被烧坏，延长使用寿命。

2) 变换器输入、输出直流滤波。由于变换器的输入或输出电流是断续的脉冲电流，而光伏电池的输出电流为连续值，为了增加光伏电池的利用率，需设置输入滤波器；为了达到恒压充电的目标，在输出端也需设置滤波器。设计合适的滤波器使输入、输出电流波动幅度小于5%，同时使滤波电容和电感的功耗也尽量小。

3) 变换器输出电流、电压检测。变换器的输出电流、电压是判断电池组的剩余容量的标准。设计准确的检测电路，使检测值的误差小于5%，并用高精度的电压、电流表校正。

基本的BOOST变换器由开关器件K1、储能电感L1、二极管D1、旁路电容C1及输出滤波电容C2组成，如图5所示。当开关器件导通，二极管反向截止，电源向储能电感L1充电，

图5 BOOST变换器电路结构

流过电感L1的电流增加，电容C2储存的能量向负载供电。当开关器件断开时，电感L1中储存的能量经二极管向负载供电，并同时向电容C2充电，电感L1中能量减少，其电流也减小。稳态时，若储能电感L1足够大，则输入电流Iin变化很小，可视为恒定值；若输出滤波电容C2足够大，则输出电压UO和输出电流IO的变化也很小，也可视为恒定值。

本设计中，负载为磷酸铁锂电池组，其内阻很小，只有几十毫欧。若直接将图3所示的BOOST变换器的负载电阻RL改为磷酸铁锂电池组，则输送到电池组中的电流，在Saber仿真软件中的仿真结果为图6中的点画线所示，其脉动幅值很大，滤波电容C2没有起到滤波的作用。

图6 BOOST电路改进前后输出电流的波形

从图6可知，变换器最终输出的充电电流不仅有很大的尖峰电流，而且还有反向放电的时刻，这对于电池组的使用寿命和输出电流的检测都是不利的。本文对其进行了简单的改进，在电池滤波电容C2的后面再串联一个电感值较小的平波电感L2，来滤除输出电流的尖峰。

图 7 改进后的BOOST变换电路

改进后的电路如图7所示，电阻RO为滤波电感L2和电池组的内阻之和，约为0.1Ω。经Saber软件仿真，改进后的充电电流如图6中的实线所示，其波动幅度较小，近似为直线。

为了提高主电路的开关频率，减小滤波电感的体积，提高整体的效率，本文选择功率MOSFET作为主开关器件。变换器的最大输出功率Pmax为150W，最大输入电压Uinmax为40V，最大输出电压Uomax为60V，额定工作时输入电压为35V，留一定裕量取MOSFET的额定电压为100V，流过MOSFET的电流有效值为：

                 (4.1)

为了提高变换器的转换效率，降低MOSFET的功耗和利于其散热，使逆变器额定工作时MOSFET的功耗小于1W。由于MOSFET开通和关断速度快，设开关损耗等于导通损耗，则其导通电阻：

                      (4.2)

根据以上要求，本文选择了国际半导体公司的IRFB4110型的功率MOSFET，其额定运行电压为100V，导通电阻为4.5mΩ。

MOSFET栅极驱动采用IR2102芯片，其内部有自举电路，栅极驱动电压范围宽（10～20V），施密特逻辑输入，低电平有效，可有效防止干扰，最高工作频率40kHz。

由于线路中漏感的存在，主开关管Q关断时，漏感和主开关管的结电容会在开关管上引起很高的电压尖峰，恶劣情况下会击穿开关管。为此，本文采用的RCD箝位式缓冲电路结构如图9主电路中D2、R1、C3所示。缓冲电路中箝位二极管选用FR306，箝位电容C3选用100V/100nF的无感电容，功率电阻R1用10Ω/2W。

图8 MOSFET增加缓冲电路前后漏-源极电压

图8为系统满载工作时MOSFET漏源极电压Vds波形，其中点画线为未加缓冲电路时的波形，其尖峰达到100V，实线为加了缓冲电路后的波形，其尖峰明显减小。

由BOOST变换器的工作原理知，当储能电感电流连续时，其升压比为1/(1-D)，若储能电感电流断续，BOOST电路的升压比即失去控制，为了保证光伏电池的输出功率只有额定功率的10%，且电池组接近充满的情况下，变换器能够正常工作，储能电感值需满足：

               (4.3)

经计算，储能电感L1的值要求要大于0.36mH，留一定裕量取0.5mH。选用铁氧体磁芯绕制，其在80~100℃、25~200kHz下有最小损耗，相对磁导率高，它的有效磁导率可根据空气隙长度灵活改变，饱和磁通密度为0.5T。查阅相关文献，选择了截面积为1.49cm2、磁路长度为7.75cm的EI21磁芯，绕线为AWG18#，其截面积为1.13mm2，空气隙长1.6mm，绕制匝数为53匝，导线电阻0.064Ω，总损耗1.3W，温升18.7℃，磁通密度峰值0.28T，小于饱和磁通密度0.5T。

为了使仿真结果更接近实验结果，本文采用国际半导体公司公布的基于IRFB4110型MOSFET测试参数的Saber模型文件irfb4110pbf.sin，根据其定义在Saber Sketch中为模型建立符号，并用前述各参数建立了如图9所示的Saber仿真系统。输出电流io的仿真结果如图10所示，其波动幅值小于0.2A，满足设计要求。

图9 输出滤波器参数优化仿真模型

图10 用最优参数滤波之后的输出电流

控制电路的供电电源是保证光伏电池充电装置稳定、安全工作的前提。为此，设计了一个输入电压在+40V~+60V之间、输出电压为+15V的单端反激变换器稳压源作为系统主电源。选取ST公司的UC3842N作为开关电源控制芯片，其启动电压为16V，工作电压为10V~30V之间。为使额定工作时的占空比为1/3，取原副边匝比为：N1=N2=5/3。当电池组的电压随剩余容量而在40V~60V之间变化时，占空比的变化范围为0.29~0.39，在0.5以内。变压器参数设计选取EI21型铁氧体磁芯，原边绕组绕33匝，副边绕组和反馈绕组绕20匝。

图11 单端反激变换器负载变化时输出电压变化情况仿真结果

按照上述参数用Saber仿真的结果如图11所示。当输出电流变化时，输出电压的变化小于3%，符合本设计的要求。本系统中的数字电源+5V和模拟电源A5V分别由两片LM7805从+15V稳压得到，其共地端用一个磁珠电感L12在反激变换器的输出端分开，分别为模拟地和数字地。如图12所示，为DSP芯片供电的3.3V和1.8V电源由TPS75733和TPS76801Q从+5V稳压得到，3.3V模拟电源由AMS1117-3.3从A5V稳压而来，为DSP提供模拟电源。

图12 控制系统供电电源电路

由于DSP的内部A/D转换器的采样输入只允许0~3V的直流电压信号，且采样电路的模拟地与光伏电池的负极不能短接，所以用精度为1%的电阻将电压分压至0~3V之间，再用运放LM358组成的差动放大电路将光伏电池的输出电压转换成与DSP的内部A/D转换器共地的电压信号，如图13所示。电流检测用精度为1%的0.05Ω电阻串入回路，再用运放LM358组成的差动放大电路将此电阻两端的电压放大10倍，电流检测电路见图14。

图13 电压采样检测电路                        图14 电流采样检测电路

电容C46、C47、C54和C55为运放的电源旁路电容，用于滤除电源中高频扰动对运放的影响。

过流保护有硬件和软件两级，软件级是DSP通过采样电路采进来的值进行判断再做出的保护动作。但是这样会延长保护动作的时间，为了提高保护的可靠性，设计还增加了图15所示的硬件保护。

图15 过流保护电路

系统软件设计采取模块化设计方案，将完成特定功能的子程序组合成功能模块，由主监控程序统一调用。软件总体框图如图17所示。系统软件包含的主要功能模块有：初始化模块、PWM模块、ADC模块、MPPT（最大功率跟踪）模块、CAN通信模块、PI调节模块、欠压保护模块、定时器模块。

图17软件总体框图

系统主程序流程图如图18所示，主要包括对初始化、AD转换、MPPT、CAN通信、PI调节、欠压保护等子程序的调用。

图18主函数流程图

① 初始化模块

初始化模块包括系统初始化、ADC模块初始化、GPIO初始化、定时器初始化、CAN模块初始化以及PWM模块初始化。

② ADC模块

AD采样模块完成对测量数据的采样和处理工作，为PI调节和MPPT算法做好准备工作。ADC模块流程图如图19所示。

③ 最大功率点跟踪（MPPT）模块

图20为最大功率跟踪算法的流程图，即控制电路所采用的电流寻优爬坡算法。流程图中的I(n)表示当前时刻的电流值， I(n-1)表示前一时刻的电流值；D(n)表示当前时刻的占空比；D(n-1)表示前一时刻的占空比；ΔD表示占空比增量，是一个正数。在流程中，对测量信号采样时，每次测量一个信号要进行多次采样，将采得的数据按大小排序，只取中间的值，保证采样的准确性。

图19  ADC模块流程图                      图20 最大功率跟踪流程图

④ PI调节模块

PI调节模块流程图如图21所示，该PI调节模块采用增量式PI控制算法。Ug为设定的恒压充电电压，U为电池组的充电电压。将两者之差送入增量式PI环节，输出再经过限幅，得出占空比。把功率曲线分成两段才能用PI控制算法，而在PI控制环节中，不能实时跟踪最大功率，所以采用恒定电压法来大至确定最大功率点时刻的占空比，以此来确定占空比的上限。

⑤ CAN通信模块

电动汽车电池系统是由16节磷酸铁锂动力电池串联组成，由于单节电池存在不一致性，在串联充电过程中，各单节电池电压、温度、SOC（荷电状态）也存在分散性。所以必须时刻检测每节电池的电压、温度等参数信息。防止单节电池出现过充现象。

CAN通信模块流程图如图22，先通过CAN总线向电动汽车电池管理系统发送单节电池电压数据请求，然后等待响应，再接收数据。

图21 PI调节模块流程图                 图22 CAN通信模块流程图

⑥ 输入欠压保护模块

输入欠压保护流程图如图23所示。输入欠压护模块主要针对光伏电池在弱日照情形下，光伏电池输出功率太低，此时系统进入保护状态，停止对磷酸铁锂动力电池充电，并进入低功耗模式。当光伏电池开路电压恢复时，系统自恢复，进入工作状态。

⑦ 中断模块

定时器主要用来产生一个固定周期的计时基准，用来控制采样周期等。

图23 输入欠压保护流程图                       图24 Time中断服务程序流程图