数字控制全桥软开关电源的Saber仿真分析

2 数字控制器的建模

　　2.1 峰值电流型控制方式

　　开关电源功率开关器件导通电流等内部变量的瞬态值具有相对独立性，只有直接控制电流瞬态峰值，才能有效快速地保护功率开关器件，同时克服全桥变换器的偏磁问题，提高其动态反应速度和可靠性，因此，本系统采用峰值电流控制模式。峰值电流型控制模式开关电源的系统结构图见图3所示，系统控制数学模型见图4所示。

图3 开关电源系统结构图

图4 系统控制数学模型

　　2.2 P I调节器建模

　　P I调节是控制系统中最成熟，应用范围最广的一种调节方式，离散型P I控制器表达式为：

　　采用峰值电流模式控制的系统，当占空比大于0. 5时，会产生不稳定现象，采用斜坡补偿可以改善系统性能，增加系统稳定性。依据其他资料，在控制工程实践中，斜坡补偿电压的上升率一般设计为输出电感电流检测信号下降率折算值的70%~80%.

　　式（1）中： k为采样序号； U （ k）为第K次采样时P I调节器输出的偏移量； Kp 为P I调节器的比例系数；T为采样周期； Ti 为PI调节器积分时间； E （ k）为第k次采样的偏差值。由式（1）可推出其离散P I增量式为：

　　式（2）中：U （ k - 1）为第k - 1次采样时PI调节器输出的偏移量； E （ k - 1）为第k - 1次采样的偏差值；Ki 为P I调节器的积分参数。

　　P I调节器模型见图5所示，其实现过程为：

　　AD电压采样环节由一个模数转换接口"a2z"实现，采样值为Z0 （ k ） , 电压基准Zref由给定信号模块"zdata"提供，两者的差值为误差项E （ k） ;利用放大模块"zamp"将偏差值E （ k）放大积分系数Ki 倍，可得积分修正量ΔI （ k） ;将偏差值E （ k）通过减法模块"zsub"减去由延迟模块"zdelay"所保持的第k - 1次的偏差值E （ k - 1） ,再用放大模块将上述差值放大比例参数Kp 倍，可得比例矫正值为ΔP （ k） ;最后由加法模块"zadd"将积分修正量ΔI （ k） ,比例修正量ΔP （ k） ,以及由延迟模块所保持的第k - 1 次结果U （ k - 1）相加可得第K次采样结果U （ k）。

图5　峰值电流型控制原理图

　　电流环控制采用P调节，其实现过程为：霍尔电流传感器采样之后，由模数转换接口将采样值转换为离散信号，经过一定倍数的放大之后，进行斜坡补偿。斜坡补偿环节由"z_pulse"模块依据前述补偿法则产生一定频率一定斜率的三角波实现。

　　经过斜坡补偿的电流信号与电压P I调节产生的结果相比较得到最终的误差调整值，最后由比较模块"zcmp"构成饱和环节，用于防止输出的移相值超出所能达到的移相范围。

　　2.3 移相全桥PWM 波形调制

　　Saber和Simulink之间可以实现协同仿真，这样可以发挥Simulink在软件算法方面的优势，通过自定义S函数产生移相PWM信号。以Saber为主机，调用Simulink,两者以固定时间步长交换数据。

　　图6所示为移相PWM脉冲实现原理图。其主要原理为：当所对应的前驱动波形跳变为高时，由数字P I控制器得出的移相值U （ k）在远小于周期的定时间减去一定常数k,当差值为零时产生一对与所对应前桥臂驱动等宽的脉冲波，图中所示t即为移相时间。

图6 移相原理。

　　图7所示为实现移相过程的Saber模型，由"z_pulse"模块产生固定频率、占空比为50%的PWM信号，该信号与系统超前臂的驱动时序一致。图中"switchpwm1"模块相当于一个多路开关，其工作过程为：在超前臂脉冲由低变高时，接通输入端，采样反馈的偏移量，然后立刻脉冲模块由高变低接通有离散保持作用的延时模块"zdelay",最后通过减法模块"zsub"减去固定常数k （由"z_ dc"模块产生） ,经过延时模块所设定的保持时间t后，所减结果再减去常数k,相减后的结果传送到移相模块"shiftpwm1"。

图7 移相PWM调制模型。

　　"switchpwm1"和"shiftpwm1"两个模块都是通过Saber与Simulink协同工作的，它们通过调用S 2fuctiON来实现具体功能。将S函数样本文件中的sys =mdlOutputs（ t, x, u）作简单修改即可。

3 仿真结果

　　系统输入直流电压为580 V,工作频率20 kHz,开关管并联电容c1~c4取47 nF,设定漏感lr = 10μH,比例参数Kp = 1,积分参数Ki = 0. 15,输出滤波电感lo1 = lo2 = 0. 5μH,滤波电容co = 82 mF,变压器匝数比n = 10.设定负载为2. 4 m欧，输出电压vo = 12 V,输出电流io = 5 000 A.

图8 开关管驱动波形图

　　图8所示为开关管的驱动波形图。q1和q3为超前臂开关管，互补导通180°（具有一定的死区时间） , q2和q4为滞后臂开关管，它们分别对q1和q3有一定的移相时间。

　　图9所示为变压器原边电压和电流波形，分析可得，该仿真系统的原边电压与电流波形与移相控制全桥ZVS2PWM变换器的工作原理是一致的。

图9 变压器原边电压与电流波形

　　图10所示为输出为12 V /5 000 A时，超前臂开关管q1和滞后臂开关管q2的导通和关断情况。

为便于分析，将驱动电压ugs1 和ugs2 放大30 倍。

图10 开关管q1、q2的导通和关断情况。

　　从图10中可以看出，无论开关管q1和q2,在导通之前，D、S两端的电压uds已降为零，说明开关管实现了零电压导通；在开关管关断之后， uds开始线性上升，说明开关管实现了零电压关断。

图11 输出电压电流波形。

　　图11所示为本仿真系统的输出电压和电流波形。由该结果可知，在112 ms左右输出电压达到12V稳态值，输出电流达到5 000 A稳态值。电压波形超调量小于0124 V,电流波形超调量小于100 A,满足电压上下波动2%的性能指标。