在平常的低频数模混合电路应用中，最容易出现的是共路耦合干扰，而不是串扰。下面就以一个很容易出问题的设计应用为例带大家分析一下共路耦合干扰:) 应用情景：
系统分为A、B两部分，A部分输出视频信号给B，再经由B板输出；B板为A板提供电源（开关电源，DC12V，纹波幅度200mV，50KHz）。
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四根线捆在一起，长为30cm，为方便计算将其等效为如下四芯线模型（假设A板GND与AGND铺铜连接――即只有GND，B板GND与AGND隔离）：
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干扰分析：
先对线间串扰进行分析，串扰分容性串扰和感性串扰。按情景粗略估计容性串扰和感性串扰值都比较小，但这里还是通过简化模型计算来计算一下串扰值的大小，好与共路耦合干扰做一下对比。
先分析一下容性串扰值（只分析12V对Vo的容性串扰值）。
简化后的模型如下：
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12V电源线与Vo之间的互电容为C12；Vo线两端分别是A板源阻抗RS和B板目标阻抗RL，均为75欧；Vo对地电容为C2。聚乙稀材料相对介电常数为2.3，考虑到中间的气隙，使用1.8代替2.3。（对容性串扰，为方便画图，将干扰源画到A板侧，无影响。）
C2＝1.8*0.3m*3.38/(0.14*log(4*2mm/0.5mm)) =10.8pF
C12=C2＝10.8pF（近似估算）
串扰电压VSC＝V1*Z2/（Z1+Z2）
Z2=|(-j/(2π*50k*10.8pF)||75||75)|=37.5
Z1=|-j/(2π*50k*10.8pF)|=294k
串扰电压值为200mV*37.5/294k=25.6uV
这样小的串扰电压不至于对1V峰峰值的视频信号造成有害干扰。（信噪比为20log(0.5V/25.6uV)=86dB，而一般摄相机输出信噪比为50dB，所以容性串扰对信号的影响可以忽略不计的。）
下面分析一下感性串扰：
把模型简化为两个环形线圈的互感引起的干扰，将两环路的电感分别等效到视频信号和12V上。
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两个线圈之间的互感是（没有找到公式，自己大概推导一下――具体步骤就不写了^_^）：
M12＝μ*0.3m*ln((1.414*2mm+0.5mm/2)/(2mm-0.5mm/2))/π
=4*(10的负7次方)*π/π*ln1.759
=0.226uH
B板负载RP等效为50欧电阻并100uF电容（等效串联电阻ESR计为0.5欧）。则12V与地构成的回路中电流交流成分幅度值为：
I1＝200mV/(50||(0.5-j/(50kHz*2*3.14*100uF)))=200mV/(50||(0.5-j0.03))=400mA
可见通过电容的交流电流还是比较大的，而这里对电流交流成分起决定性作用的是电容的ESR值。低ESR的电容有更好的滤波效果。
那么可以得出感性串扰电压值为：
VSL＝I1*M12＝400mA*0.226uH=0.09uV
呵呵，感性串扰引起的干扰比容性串扰值还要小很多，更不会引起可见的视频干扰。（注：并不是任何场合都是感性串扰小于容性串扰，而且也不一定都是很小的值，当频率升到100M左右数量级的时候这些值就会比较大了，而且那时感性串扰往往会比容性串扰更明显。）
下面就有请我们今天的主角登场吧――共路耦合干扰。
对于A板，我们可以单点接地，也可以视情况做全面铺铜而不区分GND和AGND，处理得当的话效果和单点接地接近。而对B板，我们可以选择单点连接、整板铺铜或是断开。如果单从单板设计角度来考虑，单点接地和整板铺铜都是没有问题的。但在这个系统中，B板地布的再好，只要AGND和GND连这就会导致共路干扰！唯一的选择就是GND和AGND在B板上不连接！
看一下在B板GND和AGND单点连接或铺铜连接的情况：
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可以看到开关噪声从12V输出后有三条返回路径，L1＝L2＝L3＝L4。
每根线自感按半匝线圈估算，一匝线圈电感值约为0.253uH，则每根线电感为0.13uH。对50kHz信号呈现阻抗为j2*3.14*50k*0.13uH＝j40 mΩ。另外线路本身驱肤效应及导线本身电阻引进的阻抗也差不多在30-50 mΩ，也按40 mΩ算，则总的阻抗值为40*1.414＝56 mΩ。不要小看这56 mΩ哈，看它给我们带来了什么？！
那么落在RL两端的50kHz信号幅度为：
VL=V1*(Z4||Z2)/(Z1+ZP+(Z4||Z2))*(RL/(RL+ Z1+RS))
=200mV*28mΩ/(560 mΩ+j60 mΩ)*(75Ω/150Ω)
=5mV
对于一个电源来说，5mV不算什么了不起，不过，对弱信号来说这已经是一个很“可观”的噪声（如果终端显视器75欧阻抗匹配电阻未拉入的话将是10mV）。信号的信噪比一下子变为20log(500mV/5mV)＝40dB。另外再考虑实际有效视频信号占的幅度峰峰要小于1V（1V包含同步头），实际的信噪比还会更低一些。这样的干扰强度已经对视频信号起到影响！视频信号行频为1/64us=15625Hz，干扰源频率为50kHz，可以在监视器上看到淡淡的细纹，细纹间隔大致为6个行（间扫）。另外，只要干扰源频率不是场频的整数倍，我们就能在监视器上看到滚动的橫纹。这些都是经过我验证过的:)
引记：
通过这些相关的计算可以对容性串扰、感性串扰和共路干扰有一个更加深入的理性的认识。从定性到定量，可以让我们更好的理解这些干扰在我们设计中扮演的角色，也让我们能够更从容的处理我们的设计。如果不能过渡到量化这一阶段来，我们接触越多的东西只会变得更加迷茫，很多设计中的规则我们都知道什么样好，什么样不好，但当多条规则冲突的时候我们可能就会手足无措，如何取舍？这就需要我们对这些冲突起到的影响量化。
举个简单的例子，大家都说布线尽可能少走过孔，因为过孔会引入信号畸变。可是通过信号线增加过孔换层反可以增强信号回路的连续性。比如下面这个例子，三根线信号均为100M的数据线：
 
对左图来说看起来比较顺畅，也是大多数人比较倾向的布线方式，右图下面的信号“凭白”增加了两个过孔，貌似不太顺眼。其实左图存在着严重的回流障碍，可以看到黄线所示为两条信号回路的电流完整路径（从上方绕行的回流较远，电流小很多，忽略掉），存在共路问题。一方面是共路阻抗会引起共路干扰，另一方面两个电流环嵌套，存在比较大的互感，在100M的数据线上互感噪声是很可观的，如果竖线引起的缺口长5cm，宽3mm的话，互感噪声达到几百mV是很容易的，如果是一组数据线的话，足以使干扰达到1V以上，可能导致数据的错误或时序紊乱；而右图通过增加两个过孔则使两个电流路径分离开，没有了嵌套的电流环，共路问题也得到极大改善！
那么，在100M的数据线上增加过孔不会导致信号畸变吗？这就是上面我谈到的量化的问题。如果你对过孔做一下模型分析的话，可以发现我们通常用的过孔可以简化等效为一些电感和电容的组合，其自谐振频率在5G-10G左右，对200M以下的信号影响还是很小的，最多就是引入几十ps的沿错位和少量的信号失真，相对信号回路分割来说，影响要小得多。
大家往往对数模混合电路和高频电路有一些恐惧感，其实里面涉及到的东西也不是很复杂，主要就是模型提取及简化，再一个就是一些简单的计算。不要太迷信于别人的经验，别人也是道听途说得来的，很多是通过反复制版凑出来的经验，是理论的擦边球，并没有切中要害的。真正的从理论上深入分析才能获得更大的进步，对一个新的PCB设计也能做到一版成功。
当一天你看到板子上两根线能大概心算出其间干扰强度的时候，再做板就很容易做出取舍了:)
注：
文中计算公式以及模型的建立做了简化处理，也存在一些搞笑成分，好让大家觉得不是非常十分很枯燥呵：）不过，还是尽可能严谨的呵。另外可能按不同公司算出来会有一些差异，但应当不会相差50%，因为这里最关心的不是具体的值，因为很多原因，计算出来的值总会跟实际值有很大差异，我们最关心的是它们之间的相对关系。这点，我们的模型和计算已经足以说明问题。
水平有限，如有误还忘能通过邮件告知呵：zjd01@eyou.com(zjd01@eyou.com)
或者在BLOG里留言:)祝大家每天开心！ |
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