适用于小功率电机驱动的MOSFET逆变模块设计

至于其反向特性 (参见图1(a))，MOSFET中固有的体二极管可充当IGBT逆变器中的快速恢复二极管 (FRD) ;即可以通过电子扩散过程实现快速而平滑的恢复特性，同时节省了引线框内芯片的占用空间。由于MOSFET比一般FRD尺寸大，其反向压降小，而且在栅极为高时，该压降甚至会更小，这是因为MOSFET沟道本身就允许双向电流。MOSFET的另一个优势是其耐用强度。它比IGBT的耐用强度高；与额定功率相同的其它器件相比，具有更宽的安全运行区 (SOA)。本文所介绍逆变模块中的MOSFET在典型的运行条件 (Vcc=15V, Vdc="300V", Tc="25"℃) 下，都能承受80ms的短路电流 (见图2)。而且，在出现电涌时，基于MOSFET逆变器的抵御能力优于额定电压相同的IGBT方案，这已被开关器件的雪崩额定电压值所证实。因此，在 220V下可采用额定电压为500V的MOSFET，而在相同条件下采用IGBT，其额定电压则需要达到600V。但是，传统的MOSFET开关速度极高。MOSFET通常用于快速开关转换器，如AC/DC或DC/DC电源，这些应用场合要求栅极电荷Qg尽可能少，以降低开关损耗。不过，在电机驱动应用中，这种快速特性没有用处，尤其是高的dV/dt值还会引起电磁干扰。稳定性与最佳性能不易兼顾。

通常，增加栅极阻抗会降低MOSFET的开关速度。在如图3(a)所示的半桥电路中，如果高压侧MOSFET的栅极阻抗 (在HVIC中实现) 大，将会存在一定的短路电流;这个电流是上面那个MOSFET导通时的密勒电容Cgd感应产生的，不严重时一般不会察觉。但是，正如图3(b)所示，这种异常行为会增加逆变开关的损耗 (导通损耗)，并最终减弱系统的额定功率和稳定性。在这样的瞬态过程中，要降低开关速度，同时又不失稳定性，上方那个MOSFET的Vgs应小于阈值电压Vth。换句话说，最好通过调节HVIC的关断阻抗来保证系统的稳定性，防止因电压变化而感应短路电流。但这会增加MOSFET的关断dV/dt值。

这里，Td(on)为导通时的传送延迟 (从输入信号脉冲的50%起到电流达到稳定所需的时间) ;Toff为关断时的传送延迟 (从输出信号脉冲的50%起到整流换向完毕所需的时间)。下标HS和LS分别表示高压侧和低压侧MOSFET。要满足空载时间要求，可延长Td(on)，即增加导通栅极电阻。但这种方法不适用于通过检测直流通道电流来测量三相电流的系统，因为这种系统的一个关键要求是导通延迟要小。当输出脉冲宽度小于功率器件的导通延迟时，不能用电流检测技术来测量逆变器的输出电流。增大导通延迟会增加电流检测的不确定性，尤其是在调制指数小的低速运行情况下。因此，增加导通延迟虽能缩短空载时间，但却会减弱电机的低速性能。

上述问题不能通过调节某一时刻的栅极电阻来解决。为了获得最佳的性能 (最佳空载时间、最佳延迟时间)，同时又保持稳定性 (防止dV/dt感应出短路电流)，必须针对电机定制MOSFET。除调节栅极电阻外，还需要优选MOSFET的Qg和Vth。在本文介绍的逆变模块中，MOSFET的Qg比值 (即Qgd/Qgs) 被设置为2.0左右，以防止在最坏的情况下出现短路电流。根据这个电荷值确定出适合的栅极电阻范围。功率MOSFET的延迟时间是Vth的对数函数。因此，Vth的变化范围对确定最坏情况的延迟时间和空载时间有很大作用。在满足这些要求的同时，输出电压变化 (dV/dt) 应当小，以降低电磁干扰。图1(a)和(b)所示的开关特性是满足如下条件时测试的结果：dV/dt=2kV/ms，空载时间=1.0ms，导通延迟时间=2.5ms (延迟时间是在最坏的运行情况下，并考虑栅极电阻和其它器件参数的离差后，从输入信号脉冲中心到建立电流稳定所需的时间)。我们已通过适当选择栅极导通电阻和阈值电压达到了这些条件。

除了这些可预先确定的特性外，用户还可控制模块的开关速度。象其它SPM系列一样，本文介绍的这种模块在高压侧MOSFET上提供开放源极输入端，允许用户加入自己的阻抗单元来控制高压侧MOSFET的开关速度，从而在开关损耗与电磁干扰之间作出最佳平衡。

应用方面的考虑

其中，VDbs是跨过阴极输出二极管的电压。如果充电电流小，Vchg仅仅提高Vf -VDbs;该差值最多为1V，它反映如图1(b)所示的低压侧体二极管上的压降。但当输出电流为负时，充电电压将由公式(3)表示。

Vchg = VCC + Rds(on)Io - (RBS + REH) Ichg - VDbs ; ; ; ; ; (3)