新型拓扑结构及工作原理

图中右上回路代表着一系列带有中间抽头的副边绕组及高频整流滤波环节。它对副绕组两端产生的正2零2负三电平交变高频脉冲电压,通过两只快恢复二极管实现全波整流,然后进行L-C 滤波或直接电容滤波后稳压输出。另外,为了稳定输出电压和提高抗干扰能力,电路中还选择了其中一组副边为SG3525 芯片的PWM控制提供反馈电压。

以下将每个开关周期分为三个阶段来分析整个主电路部分的工作原理。首先要假设变压器原边电流的正方向是流入绕组同名端的。主电路中开关管M1 、M2 占空比变化范围是0～50 % ,且轮流导通。

1) 开关管M1 导通时,电容C1 的正向电压加在原边绕组L1 上。在此电压的激励下, 根据u =Ld i/d t , 可推导出

式中U=Ud/2,即输入侧直流电压的一半,L 为高频变压器的等效励磁电感。在电路工作达到稳态后,每周期开关管M1 刚导通时对应的励磁电流初始值I0 应为负值,并且励磁电流以斜率UPL (常值) 从负到正线性增加(这里要注意的是:流经L1 的电流是由其励磁电流和总负载电流合成的,因而L1 中电流的大小还取决于负载的轻重) ,同时各副边绕组两端感应生成正向电压脉冲。

2) 开关管M2 导通的情况与M1 类似,由于电容C2 端电压U = Ud/2 ,相对于L2 的同名端而言为反极性作用,其励磁电流的初始值I0为正值,故此期间励磁电流是以斜率UPL 从正到负反向线性增加的,因而各副边绕组两端生成负极性电压脉冲。

3) 当M1 、M2 都不导通时,需要主磁通励磁电流保持在最大值I0 不变,使各绕组磁通维持常值,根据法拉第电磁感应定律u = - dψ/d t ,主电路原边绕组及各副边绕组的端电压在此期间内均保持为零,从而使变压器副边电压为三电平PWM 脉冲波形,进而保证输出直流电压具有可控性。

从上面的分析我们不难看出主电路高频变压器的励磁磁势是依照规律

线性增加(从负到正) ==维持恒定(在励磁续流回路中)==线性减小(从正到负)

而变化的,使得主磁通在第1、3 象限内对称交变,满足双端正激式控制的要求。

按照本拓扑结构的上述工作原理,为了实现输出直流电压的可控调节,应该做到两个方面,其一是主电路中开关管M1 、M2 的PWM 占空比都能在0～50 %范围内连续变化;其二,在每个开关周期当中,除两只开关管按一定的PWM 占空比轮流导通的时间之外,还有一段时间二者均不导通,此期间需要保持励磁电流不变,使得输出感应电压为零。此外,为了使高频变压器铁芯的主磁通在第1、3 象限内的对称交变有更宽的变化范围,从而有利于减少绕组匝数,充分利用铁芯和减小变压器体积,应设法使励磁磁势在两开关管均不导通期间维持在正向或负向最大值不变。这就要求在L1 和L2 两原边绕组均不导通的情况下,由其它副边绕组提供励磁续流磁势,然而通过计算机仿真和实验研究的结果都表明,在直流侧电压较高而变压器原、副边变比较大的情况下,仅仅依靠类似于L4 所在的副边整流回路提供励磁续流,其波形是很差的,远不能达到理想的三电平PWM控制效果。

正是针对这一问题,本方案专门设计提出了一种励磁续流回路如图1 中右侧L3 所在的回路所示。回路中MOS 管M7 、M8 均带有反并联二极管。在主电路半桥的上下两管都不导通的时候,通过同时开通这两只开关管,来维持主磁通的励磁磁势及励磁电流的连续性,由于该回路电阻很小,励磁电流近似维持不变。

自举电路分析

作为实际能够应用的产品,必须要做到能够自启动,即自举。要利用上电时的输入直流高压,来得到能够提供给控制芯片的初始电源,在主电路变压器真正开始工作后,在某个副边会产生一定的电压,再利用此电压经过一定的处理作为工作电压提供给控制芯片,这样整个电路就可以正常工作了。

在许多开关电源的方案中,或者根本没有提出自启动的解决方案,或者采用的是直接利用大电阻将主电路直流侧高电压分压得到,在整个电源工作时期内,它都要提供电压,消耗许多能量,从而使得系统的效率大大降低。本方案提出一种有效的解决办法,如图3 所示,在上电初期,初始回路等效电阻较小,一旦工作电压建立起来,初始回路等效电阻变为很大,而且也不必为控制电路提供电源,因而提高了系统的效率。图3 中Vd 为主电路输入侧直流电压,V 为由某次级线圈提供的输出直流电压,R1 阻值很大,R2 相对R1 要小得多。刚上电时,V 为零,开关S1 断开。因此MOS 管TR1 导通。经过稳压管稳压后给作控制芯片的初始电源。一旦副边电压建立起来后,S1 闭合,进而拉低TR1 的栅极电压,使其关断。需要注意的是,R2 可以取得很小;同时,支路的电阻R1 由于场效应管栅极电流极小的缘故,阻值可以取得很大。这一点避免了传统的方案中电阻必须较小以提供足够大的电流的缺点,从而提高了工作效率。