一款基于BoostPWMDC/DC变换器的正弦波逆变器

1万 · 2014-4-23 23:20

摘要：本文介绍了采用BoostPWMDC/DC变换器的正弦波逆变器的工作原理与控制方式，这是一种新型的正弦波逆变器。
引言
传统的电压型逆变器只能降压，不能升压。要升压就必须采用升压变压器，或在直流电源与逆变器之间串入Boost DC/DC变换器。这对于应用于UPS及通信振铃电源的低频逆变器来说，将会使电源的体积重量大大增加。而采用新型的BoostPWMDC/DC变换器组成的逆变器，将会很简单地实现升压逆变。如果在一个周期内不断地按着正弦规律改变载波周期内的占空比D，就可以输出电压成为正弦波。
Boost变换器的升压特性
BoostPWMDC/DC变换器具有优越的无级升压变压功能，因此，可以把它直接应用于需要升压变压的高开关频率PWM电压型逆变器中。
Boost变换器电路如图1(a)所示。假定开关S的开关周期为T，开通时间为ton=DT，关断时间为toff=(1-D)T,而D=ton/T=0～1为开通占空比，(1-D)=ton/T为关断占空比。Boost变换器有两个工作过程。
1)储能过程在S开通期间ton为电感L的储能过程，其等效电路如图1(b)所示。S开通，输入电路被S短路，输入电流i1使电感L储能，加在L上的电压为电源电压US，电压方向与电流方向相同。由电磁感应定律得

在ton期间，L中的电流增量为
ΔI1on=

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2)放能过程在S关断期间toff，为电感L的放能过程，其等效电路如图1(c)所示。S关断，D导通，电源与输出电路接通，电感L放能，加在L的电压为输出电压Uo与电源电压US之差(Uo-US),电压方向与电流i2的方向相反。由电磁感应定律得

在toff期间，L中的电流减小量为
ΔI2off=

电路稳定后，ΔI1on=|ΔI2off|
所以

DT=(1-D)T;US=(1-D)Uo

故输出输入电压变比

(1)

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Boost变换器的工作波形如图1(d)所示，可以看出：输入电流i1是连续的，输出电流i2是断续的。i1连续是因为输入电路有L的存在。
作出M=f(D)的关系曲线如图1(e)所示。由于D=0～1，所以

说明Boost变换器只能升压，不能降压。

(a)原理电路

(b)储能等效电路 (c)放能等效电路

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(d) 波形图 (e)M=f(D)曲线

图1 Boost变换器电路的工作波形及M=f(D)曲线

Boost逆变器的构成

对于UPS或交流电动机驱动用的逆变器，要求它必须能够双向四象限工作，所以，应将Boost DC/DC变换器改进成双向变换器。所谓双向变换器，就是功率既可以从输入端流向输出端，也可以从输出端流向输入端。为此，必须要解决电流反向流通的问题。最简单的解决办法是在原电路的三极管上反并联一只二极管，在原电路的二极管上反并联一只三极管，三极管和二极管共同组成两个反向导通的开关S和S。S 和S按互补方式工作。这样，不仅保证了正反向电流的流通，而且也不使等效电路的工作过程发生变化。改进后的电路如图2(a)所示，图2(b)为双向 Boost变换器的M=f(D)曲线。当功率由US输送到Uo时，变换器工作在Boost状态，

。

当功率由Uo输送到US时，变换器工作在Buck状态，M=1-D。

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所谓S与S互补工作，即在DT期间S开通，S关断，在(1-D)T期间S开通，S关断。
根据变换器变比的定义，当US为电源Uo为负载时，变比M=

称为正向变比。当Uo为电源US为负载时，变比

M=

称为反向变比。两者之间的关系为

M=。

令互补占空比D=1-D，则1-D=D，因此，Boost变换器的变比M=，M=1-D=D。

(a)双向Boost变换器电路 (b)M=f(D)曲线

图2 双向Boost变换器的原理电路及其M=f(D)曲线

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用图2(a)所示的Boost双向变换器构成的双向四象限Boost逆变器如图3(a)所示，图3(b)为双向四象限Boost逆变器的M=f(D)曲线。Boost逆变器是用两个双向Boost变换器，共用一个电源US，在电源的负极上下对称地并联起来构成的。负载电阻R以输出差动的形式连接电路中。逆变器的4个开关工作在如图3(a)所示的互补方式，由电源US通过上下两个双向变换器向负载R供电。当上面的双向变换器变比为M′=f(D)时，下面的双向变换器的变比即为M′=f(D)，D=1-D。这样，逆变器a点的电压Ua=M′US，b点的电压Ub=M′US，负载R上的电压UL=Ua-Ub=M′US-M′US=US(M′-M′)。根据变比的定义，逆变器的变比M=

=M′-M′。

对于Boost逆变器，M′=

，M′==1/D，

所以
M=M′-M′=

-=(2)

作出

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与D的关系曲线如图3(b)所示。

(a) Boost逆变器电路

(b) M=f(D)曲线

图3 Boost双向四象限逆变器及其M=f(D)曲线

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Boost逆变器的PWM控制法
Boost逆变器的PWM控制法大约有5种，即SPWM控制法，滑模控制法(Sliding mode control),电压跟踪控制法，函数控制法(Function control)和离散变量控制法。它们各有特点，适合于不同用途的Boost逆变器。但应用较多的是前三种控制法。
1、SPWM控制法
适合于Boost逆变器的SPWM控制法有三种形式，即二阶SPWM控制、三阶SPWM控制，三阶交互式SPWM控制。
1.1、二阶SPWM控制
Boost逆变器的二阶SPWM控制电路如图4(a)所示，图4(b)为工作波形图。逆变器的左臂变换器按图3(b)中的曲线①工作，变比M′=

;

右臂变换器按图3(b)中的曲线②工作，变比M′=-;逆变器按图3(b)中的曲线③工作，变比

M=M′-M′=-=。

由图4(b)，采样点a和b的方程为

式中：Tc为载波三角波周期；
ζ=Uc/U为调制比；
0≤p≤Tc/2；
k=1，2，3，…N/2；
N为载波比。

(a)原理电路

(b)工作波形图

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脉冲宽度

占空比

D的值不是随意给定的，只与变比M有关。因此，D的实际应用值只能从图3(b)中的曲线③求出。根据已知的US和UL值，算出变比

，

由M在曲线③上查出占空比D的值，逆变器的D工作区间则为(1-D)～D。
逆变器输出电压uL的傅里叶级数表示为式(3)

·(3)

1.2、三阶SPWM控制法
Boost逆变器的三阶SPWM控制电路如图5(a)所示，图5(b)为工作波形图。为了满足左右臂变换器中两个开关的互补工作，采用了左右臂相位参差调制法。即采用两个相位相反而幅值相同的正弦调制波，与一个载波三角波进行比较，得到两个相位相反的二阶SPWM波去分别控制左右臂变换器，在电容C1和C2上分别得到电压ua和ub，用ua-ub即可得到电压uL的三阶SPWM输出电压。左臂C1上电压ua由S1和S1产生，右臂C2上电压ub由S2和S2产生，左右两臂变换器工作在互补状态。当左臂的占空比为D时，右臂的占空比则为D=1-D。

(a) 原理电路

(b) 工作波形图

图5 Boost逆变器的三阶SPWM控制电路

对于左臂，开关S1和S1互补工作，调制波为u=sinω(kTc+p)是正相位，采样点a和b的方程式为

占空比

(4)

对于右臂，开关S2和S2互补工作，调制波为-u=-sinω(kTc+p)是反相位，采样点a′和b′的方程式为

占空比 D=

(5)

则1-D=1-

==D

这说明左右两臂变换器的占空比满足D=1-D，两臂相互之间也工作在互补状态，即左臂变换器按图3(b)中曲线①工作;右臂变换器按图3(b)中曲线②工作;逆变器按图3(b)中曲线③工作。占空比D的值应由M来确定。当已知US和UL的值时，M=
UL/US，由图3(b)曲线③查出与M对应的占空比D的值。D的工作区间为(1-D)～D。由图5(b)可知

·(6)

由式(6)和式(3)比较可知，采用三阶SPWM控制法比两阶SPWM控制法，具有更小的谐波含量。
1.3、三阶交互式SPWM控制
Boost逆变器的三阶交互式SPWM控制电路如图6(a)所示，图6(b)为工作波形图。这种控制方式的特点是，逆变器的左臂工作在uL的正半周，右臂工作在uL的负半周，左右臂交互工作，即可使逆变器输出一个完整的电压uL波形。uL的傅里叶级数表示式与式(6)相同。占空比D的确定，及D工作区间(1-D)～D的确定，也与三阶SPWM控制法相同。实际上，三阶交互式SPWM控制法是三阶SPWM控制法的变形。

(a)原理电路

(b)工作波形图

图6 Boost逆变器的三阶交互式SPWM控制电路

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2、滑模控制法
滑模控制法适合于变结构系统，滑模变结构控制理论产生于上世纪50年代，现在已发展成为一种完备的控制系统设计方法。这种控制法实质上是一种用高频开关控制的状态反馈系统。滑模控制的特点是稳定性好，鲁棒性(Robustness)强，动态性能好，实现容易。
滑模控制的原理是利用高速切换的开关控制，把受控的非线性系统的状态轨迹，引向一个预先指定的状态平均空间平面(滑模面)上，随后系统的状态轨迹就限定在这个平面上。滑模控制系统的设计有两个方面：一是寻求滑模面函数，使系统在滑模面上的运动逐渐稳定且品质优良;二是设计变结构控制，使系统可以由相空间的任一点在有限的时间内达到滑模面，并在滑模面上形成滑模控制区。
Boost逆变器的滑模控制系统框图如图7所示，u～是逆变器的输出电压;uL为低通滤波器的输出电压(即负载电压)；uL′是负载电压uL的一阶导数;ur为基准正弦电压;ur′为ur的一阶导数;u是控制变量，u为高电平时，代表u～最大，u是为低电平时，代表u～最小;K1，KL分别是加权数，即反馈增益;σ为开关控制律。控制电路由开关控制律形成电路和逻辑判断与触发电路两部分组成。
开关控制律如式(7)所示

σ=K1(ur-uL)+K2(ur-uL)≥0 (7)

图7 Boost逆变器的滑模控制系统框图

当σ>0时，控制量u为高电平，代表u～为u～最大;当σ<0时，控制量u为低电平，代表u～为u～最小。
用滑模控制法的Boost逆变器，动态性能好，系统具有降阶性和鲁棒性。滑模控制属于目标控制法，可以预先构造闭环特性，适用于动态性能要求高的Boost逆变器。

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3、函数控制法
函数控制法的工作原理是：首先用开关函数表示出主电路电子开关的通断作用，得出其等效电路，并找出包含最重要控制信息的主电路动态方程式，写出开关函数与主电路变量之间的函数关系。然后在控制电路中再加入误差放大环节，并满足约束条件，从而导出开关函数与控制电路变量之间的函数关系，即得到系统的函数控制律。对于Boost逆变器有

(8)

式中：S动态开关函数是逆变器的输入控制量；
ua，ub为逆变器a点和b点的电压；
i1，i2为流过电感L1和L2的电流。
函数控制Boost逆变器框图如图8所示。图中X是逆变器的中间输出量，也是控制电路的中间输入变量。函数控制逆变器的特点是系统绝对稳定，响应速度快，无过冲与超调，能完全抑制电源电压Us及负载阻抗大，小信号扰动的影响，输出电压uL与Boost逆变器参数无关，能适应各种性质的负载，但实现比较困难。

图8 Boost逆变器的函数控制系统框图

4、离散控制法
离散控制法通过选择适当的反馈变量的离散采样值，诸如输出电压uL的离散采样值uL(nT);电感电流离散采样值i1(nT)和i2(nT);输出电流离散采样值iL(nT);预估控制约束条件为U(n+1)T-Ur=k[U(nT)-Ur](式中nT表示离散时间，T为开关周期)。人为地构造出控制律，以便抑制输入及负载扰动对输出电压的影响，获得比较理想的输出特性。
离散控制法Boost逆变器主电路的离散分析相当复杂，离散量控制律的实现也十分麻烦，预估值需按经验确定，故在应用中有一定限制。
5、电压跟踪控制法
Boost逆变器采用电压跟踪的原理电路如图9所示。控制电路利用滞环比较的方式，使Boost逆变器的输出电压，快速不停地跟踪一个基准正弦波电压，即利用逆变器的左臂跟踪正半周电压，右臂跟踪负半周电压，两臂轮流跟踪就能够得到一个完整的正弦波电压。

图9 Boost逆变器采用电压跟踪控制的原理电路框图

基准正弦波电压，是由控制电路中的基准正弦波发生器产生的，为了控制左右臂变换器轮流跟踪，还需要一个与基准正弦波电压同相位的方波电压，用此方波电压的正负半周来切换左右两臂变换器的跟踪。
逆变器各臂的功率输出，首先是利用Boost高速开关把直流电能变换成电感能，然后再把电感能转移到滤波储能电容C1(或C2)和负载上。
电感能向电容C1(或C2)和负载的转移如式(9)

(9)

式中：iL为流过L1(或L2)的电流；
UC为C1(或C2)上的电压；
P为负载消耗的功率瞬时值；
Δt为转移周期。
在时间Δt如果引起电感电流的变化为ΔiL,电容电压UC的变化为ΔU，则式(9)可以改写成
LΔiL2=CΔU2+PΔt

(10)

能量转移与跟踪过程如图10所示。图中t1～t2为电感储能时间，t2～t3为已跟踪到基准正弦波电压的时间，t3～t4为电感惯性移能到iL=0的时间，t4～t5为能量消耗与回收时间;t5～t6为电感重新储能时间。t4～t5期间电压下降速度决定t5～t6期间电感储存的能量。假设因某种原因使输出电压在t6～t′7期间未跟踪上基准正弦波电压，则t′7～t8期间紧接电感储能，力图在t8～t9期间跟踪上基准正弦波电压。在正弦波的上升沿，因滤波储能电容需要充电，故移能频率高，在正弦波下降沿因电容需要放电，故移能频率低。跟踪精度与图10中滞环宽度ΔU有关，ΔU小跟踪精度高，跟踪频率亦高，效率减小；ΔU大跟踪精度低，跟踪频率亦低，但效率高。

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应用实例
一台已被实际应用的，采用电压跟踪控制法的Boost逆变器电路如图11所示。容量为300VA，输入直流电压US=24V，输出交流电压UL=220V，频率为50Hz。开关器件S1～S4采用的是10A/400V功率MOSFET。

图11 采用电压跟踪控制的Boost逆变器电路

1万 · 2014-4-23 23:27

在控制电路中，其准正弦波是由时基电路IC2产生的。IC2的脚2脚6产生含有UC/2直流分量的50Hz三角波，此波经390kΩ电阻与0.01μF电容的RC低通滤波后，得到含有6V直流分量的50Hz正弦波6+2sinωt，此波作为左右臂跟踪用的基准正弦波。控制左右臂输流工作的方波，采用IC2的脚2脚6三角波与UC电源电压中点，在IC4进行比较产生。用此方波控制IC1,IC3的脚4来切换左右两臂轮流工作。以右臂为例，S2控制电感能向电容和负载转换，而S2又受IC3时基电路的控制，只有当脚4输出U4>1V的高电平时才使S2具有开关功能。S2的开通受脚3的输出控制。这样，当同相位方波为低电平时，IC3不能置零复位，才允许S2工作，如果此时脚3输出高电位，则S2开通，脚3输出低电位，S2关断。
由式(10)可知，ΔU与负载的大小有关，p↑,ΔU↓;p↓，ΔU↑。为了保证ΔU跟踪基准正弦波电压的精度，需要根据负载大小随时调节iL，使ΔU与负载无关。调节的最好办法是用临界饱和控制电路。对于功率MOSFET来说，在临界饱和状态栅压与iL成正比，故可以利用开关管的栅压来间接地控制iL。在图11中用2个三级管组成的间接测量保持电路，只要开关管的端电压大于饱和电压，此电路就使栅压升高，反之使栅压降低。
使电感能向电容C2和负载转移的时间大约为10μs，在转移期间如果不到10μs就使输出电压大于基准正弦波电压，则G3发光使S4预开，同时通过脚4控制使IC3重复，U5仍保持低电平以防止10μs之后U5跃为高电平，惯性使ΔU继续增长，直到iL=0之后。C2和负载上过剩的能量通过S4，L2向US(蓄电池)充电回收能量，输出电压图10能量转移与跟踪过程示意图下降直到低于基准正弦波电压，S2关断，D3续流，电池吸收L2的全部反向储能。如此经过10ms使右臂输出一个正弦半波，而后再切换到左臂开始另半个周期正弦波的跟踪。
逆变器的性能增标如下：
重量≤80g，体积和复读机一样大；
功率300VA；
效率>90%；
输出电压正弦波失真度<3%；
空载电流<20mA；
具有过载及短路保护；
输出电压220V，可调。
结语
Boost逆变器是一种可以升压的新型逆变器，传统逆变器的控制方式几乎都可以在这种逆变器中应用，但以SPWM控制方式、滑模控制方式和电压跟踪控制方式应用较多。这种逆变器可以用于UPS电源和交流异步电机的驱动，以减小体积重量，提高电源性能。

一款基于BoostPWMDC/DC变换器的正弦波逆变器

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