多输出开关电源

1万 · 2014-5-12 23:20

　本文介绍了一种基于专用芯片UC3842的开关稳压电源。在电机调速控制器中，该电源提供功率开关元件基极(栅极)驱动电压和控制电路工作电压。开关电源性能的好坏直接影响到电机调速控制器的工作可靠性。该电源是为30 kW开关磁阻电机控制器设计的，也适用于采用功率ＭＯＳＦＥＴ或ＩＧＢＴ作为开关元件的中小功率感应电机调速控制器。

　　1主回路方案

　　1.1电源电路

　　此电源是为30 kW开关磁阻电机控制器设计的，此电机功率变换器的主电路为不对称半桥电路［1］。采用反激变换器结构［2］，具有结构简单、损耗小的优点，但输出电压纹波较大，通常用在150 W以下的电源中。具体电路如图1所示。

1万 · 2014-5-12 23:21

　此电源为单芯片集成稳压电源，PWM芯片采用UC3842。UC3842是一种高性能的固定频率电流型控制器，是专为脱线式直流变换电路设计的，其内部结构如图2所示。

　　他集成了振荡器、有温度补偿的高增益误差放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电路、输入和基准欠电压锁定电路及PWM锁存器电路。可以实现逐个脉冲的电流限制，输出电流可达1 A，可直接驱动MOSFET。

1万 · 2014-5-12 23:21

　　1.2工作原理

　　此电源电路工作原理为：220 V三相的交流输入电压先经三相不控整流，再经支撑电容平滑，为电源电路提供550 V直流工作电压。当三相逆变器接通电源时，R5和C2吸收电路启动时的冲击电流。从逆变器主电路来的直流母线电压经电阻R6降压后，给ＵＣ3842提供约16V的起动电压。进入正常工作后，二次绕组W3经D3，C16提供ＵＣ3842的工作电压。另一绕组W2的高频电压经D2，C13整流滤波，再经7.5kΩ电阻R12，R13和2kΩ电位器RP1分压，获得输出电压信号。此信号经可调稳压管ＴＬ431产生偏差信号，再经光电隔离加到ＵＣ3842的误差放大器放大，控制ＶＭＯＳ管的开通与截止，实现稳压的目的。电源的过流保护由1.8Ω电阻R19检测到ＶＭＯＳ管的过流信号，电流超过域值时封锁ＵＣ3842输出信号，实现单周期过流保护。

　　UC3842驱动VMOS管VT1以控制高频变压器一次绕组通断，进而获得多组副边电压输出。此输出经二极管整流、电容滤波后得到多路直流电压。供给三相逆变器各功率开关元件驱动(W6，W7，W8，W9)与ＰＷＭ控制电路(W2，W4，W5)。电路稳定工作时UC 3842的电源由W3，D3，C16组成的电源电路提供。

　　ＶＭＯＳ管选用耐压1000Ｖ，电流8Ａ的场效应管8N100。为了保证开关元件在快速开关过程中不产生过大的尖峰电压，需用C8，R15，D1组成的ＲＣＤ缓冲电路来抑制。缓冲电路二极管V3选用快速恢复二极管FR107。

1万 · 2014-5-12 23:21

　　1.2工作原理

　　此电源电路工作原理为：220 V三相的交流输入电压先经三相不控整流，再经支撑电容平滑，为电源电路提供550 V直流工作电压。当三相逆变器接通电源时，R5和C2吸收电路启动时的冲击电流。从逆变器主电路来的直流母线电压经电阻R6降压后，给ＵＣ3842提供约16V的起动电压。进入正常工作后，二次绕组W3经D3，C16提供ＵＣ3842的工作电压。另一绕组W2的高频电压经D2，C13整流滤波，再经7.5kΩ电阻R12，R13和2kΩ电位器RP1分压，获得输出电压信号。此信号经可调稳压管ＴＬ431产生偏差信号，再经光电隔离加到ＵＣ3842的误差放大器放大，控制ＶＭＯＳ管的开通与截止，实现稳压的目的。电源的过流保护由1.8Ω电阻R19检测到ＶＭＯＳ管的过流信号，电流超过域值时封锁ＵＣ3842输出信号，实现单周期过流保护。

　　UC3842驱动VMOS管VT1以控制高频变压器一次绕组通断，进而获得多组副边电压输出。此输出经二极管整流、电容滤波后得到多路直流电压。供给三相逆变器各功率开关元件驱动(W6，W7，W8，W9)与ＰＷＭ控制电路(W2，W4，W5)。电路稳定工作时UC 3842的电源由W3，D3，C16组成的电源电路提供。

　　ＶＭＯＳ管选用耐压1000Ｖ，电流8Ａ的场效应管8N100。为了保证开关元件在快速开关过程中不产生过大的尖峰电压，需用C8，R15，D1组成的ＲＣＤ缓冲电路来抑制。缓冲电路二极管V3选用快速恢复二极管FR107。

1万 · 2014-5-12 23:21

　　R8，R9和稳压管D11用来限制栅极电压和电流，进而限制ＶＭＯＳ管开关速度，有利于改善电磁兼容性。

　　+15V电源和-15V电源对控制电路电源精度要求较高，但因为共用同一个变压器很难通过PWM实现反馈控制来稳压。为获得高品质的控制电源，应用线性稳压芯片7815和7915(如图1所示)构成了复合式开关稳压电源。为防止输出在轻载或空载时的电压升高，在5 V整流输出端并联一个100Ω的负载电阻。

　　2变压器设计

　　电机控制逆变器开关电源是一个具有多路输出的直流电源。由高频变压器8个副边绕组经整流滤波后获得。开关电源的性能在很大程度上决定于变压器的设计。

　　2.1功率计算

　　高频变压器的副边绕组Ｗ6，Ｗ7，Ｗ8提供了三相逆变器3个上桥臂元件的驱动电源，Ｗ9提供了下桥臂3个元件的驱动电源(亦可用3个绕组分别提供，以避免交叉干扰，此处只用一组是为了简化系统)。按逆变器开关元件对驱动电路电压、电流的要求确定功率。本电机控制功率变换器功率模块为IGBT，驱动模块为EXB841。选定Ｗ2，Ｗ3，Ｗ4电压20Ｖ，电流100mA；Ｗ5电压20Ｖ，电流200mA。Ｗ6，Ｗ7绕组提供其他模拟电路±15Ｖ，300mA电源。Ｗ8绕组提供5Ｖ给微处理器，输出电流为2Ａ。Ｗ2为开关电源自身的反馈绕组，其功率很小，可忽略。

1万 · 2014-5-12 23:21

　由以上设定条件可知高频变压器的输出功率为：

　　设计效率为85%并留有一定裕量，设计目标为额定功率为40 Ｗ的高频变压器。

　　2.2磁心的选用

　　根据文献［3］给出的高频变压器最大承受功率与磁心截面积的关系并考虑窗口面积，本开关电源选用EI-35磁心，其有效截面积为100 mm2。

　　2.3绕组匝数的确定

　　首先确定开关电源功率和开关元件的工作频率。若工作频率小于20 kHz，则进入音频范围的噪声较大，纹波增大。若开关频率较高，则开关损耗增大，系统效率降低。因此确定工作频率时要折衷考虑，实际选择工作频率为30 kＨz。

1万 · 2014-5-12 23:22

　　取ＰＷＭ调制的占空比：

　　考虑工作环境较为恶劣，最低直流输入电压：

1万 · 2014-5-12 23:22

　EI35中心柱磁芯有效面积：Ae=100 mm2

　　铁氧体磁芯磁感应强度取65%的饱和值：

　　根据一个导通期间的伏秒值与原边匝数的关系，则变压器的原边匝数为：

　　实际取300匝以便于绕制与计算。则变压器副边绕组匝数计算如下：

　　原边绕组每匝伏数为：

1万 · 2014-5-12 23:23

取整流二极管压降0.7 V，副边绕组压降0.6 V得：

　　试验时由于气隙的原因产生漏磁，以上副边匝数还需稍做调整。

1万 · 2014-5-12 23:25

　　2.4气隙

　　与正激开关电源变压器不同，此反击电源变压器兼有储能的作用，流过直流电流成分时容易饱和。所以要使用带有气隙的磁芯。原理如图3所示。

　　有气隙时，由于B-H特性曲线斜率减小。在Hdc不变的情况下Bdc减小，磁滞回环远离饱和区。另外，有气隙时剩余磁感应强度Br减小，ΔBac变化范围增大。另外又由于有气隙时B-H特性曲线向H轴靠拢，在ΔBac，Bdc不变的情况下ΔHac，Hdc增大。由上可知，适当增加气隙可以增强电路的电流输出能力和抗干扰能力。

　　经过试验气隙大小为0.3 mm时较为合适。