单级功率因数校正开关电源

2万 · 2014-9-3 19:12

　　1、引言

　　为减少办公自动化设备、计算机和家用电器等内部开关电源对电网的污染，国际电工委员会和一些国家与地区推出了IEC1000-3-2和EN61000-3-2等标准，对电流谐波作出了限量规定。为满足输入电流谐波限制要求，最有效的技术手段就有源功率因数校正（有源PFC）。

　　目前被广为采用的有源PFC技术是两级方案，即有源PFC升压变换器+DC-DC变换器，如图1所示。

　　两级PFC变换器使用两个开关（通常为MOSFET）和两个控制器，即一个功率因数控制器和一个PWM控制器。只有在采用PFC/PWM组合控制器IC时，才能使用一个控制器，但仍需用两个开关。两级PFC在技术上十分成熟，早已获得广泛应用，但该方案存在电路拓扑复杂和成本较高等缺点。

2万 · 2014-9-3 19:20

　　单级PFC AC-DC变换器中的PFC级和DC-DC级共用一个开关管和采用PWM方式的一套控制电路，同时实现功率因数校正和对输出电压的调节。

　　2、单级PFC变换器基本电路拓扑

　　2.1单级PFC变换器基本电路

　　单级PFC变换器通常由升压型PFC级和DC-DC变换器组合而成。其中的DC-DC变换器又分为正激式和反激式两种类型。图2所示为基本的单级隔离型正激式升压PFC电路。两部分电路共用一个开关（Q1），通过二极管D1的电流为储能电容C1充电，D2在Q1关断时防止电流倒流。通过控制Q1的通断，电路同时完成对AC输入电流的整形和对输出电压的调节。

　　由于全波桥式整流电路输入连接AC供电线路，瞬时输入功率是随时变化的，欲得到稳定的功率输出，要依靠储能电容实现功率平衡。对于DC-DC变换器，通常在连续模式（CCM）下工作，占空因数不随负载变化。而全桥整流输出电压与负载大小无关，当负载减轻时，输出功率减小，但PFC级输入功率同重载时一样，使充入C1的能量等于从C1抽取的能量，引起直流总线电压明显上升，C1上的电压应力往往达1000V以上，对开关器件的耐压要求非常高。由于开关器件的电压高，电流应力大，开关损耗大，并且功率从输入到输出要经两次变换，故效率低。

2万 · 2014-9-3 19:21

　2.2改进型单级PFC变换器电路

　　为降低储能电容上的高压和变换器效率，必须对图2所示的单级PFC基本电路拓扑进行改进。

2万 · 2014-9-3 19:23

　　一种用变压器双线组实现负反馈的单级PFC变换器电路如图3所示。N1和N2绕组为变压器T1的耦合绕组。

　　当开关Q1导通时，电压VC1施加到T1初级绕组。当经整的电压大于N1上的电压时，升压电感器L1上才会有电流通过。当Q1截止时，加在L1上的反向电压为VC1与N2上的电压VN2之和减去输入电压。N1和N2两个耦合线圈的加入，提供了负反馈电压，减轻了C1上的电压应力，提高了效率。但是，加入N1和N2后，会降低功率因数，增加电流谐波含量。如果在D2与N1之间加入一个电感，使输入电流工作在CCM，C1上的电压还可以降低。在图3中。要求N1+N2。

2万 · 2014-9-3 19:23

　　图4示出了带低频辅助开关的CCM单级PFC变换器电路。Q1为主开关，Q2为辅助开关。在输入电流过零附近，Q2导通，使附加绕组N1短路，当输入电压大于某一值时，Q2关断。由于Q2在输入电压很小时才会导通，其余的时间阻断，流过Q2的电流很小，Q2的功率损耗也就很小。这种电路拓扑与图3电路比较，减小了输入电流的谐波含量，提高了功率因数和效率，降低了电容(C1)上的电压。

2万 · 2014-9-3 19:25

　　图5所示为带有源钳位和软开关的单级隔离式PFC变换器电路。图中，Q1为主开关，Q2为开关，C1为储能开关，C2为钳位电容，Cr为Q1、Q2和电路中寄生电容之和。电路的升压级工作在DCM，从而保证有较高的功率因数。反激式变换器级设计工作在CCM，从而避免了产生较高的电流应力。电路采用有源钳位和软开关技术来限制开关MOSFET的电压应力。存储在变压器漏感中的再生能量，为主开关Q1和辅助开关Q2提供了软开关条件，从而减少了开关损耗，提高了变换器效率。Q1和Q2采用同一控制电路和驱动电路，从而使拓扑结构简化。

2万 · 2014-9-3 19:27

　3、基于Flyboost模块的单级PFC AC-DC变换器

　　基于Flyboost模块的单级PFC AC-DC变换器电路如图6所示。该变换器建立在反激式升压拓扑基础上，工作状态分反激式变压器状态和升压状态两个工作状态。若Vin(t)为Ac输入电压的瞬时值，Vc1为储能电容C1上的电压，n为变压器T1的电压比，在反激式变压器状态的一个开关周期内，当开关Q1导通时，T1被充电，储存能量；当Q1截止时，由于(Vin(t))<(Vc1-nVo)，D6不能导通，储存在T1中的能量全部传送到输出端。在这种工作状态，全桥整流输出端的变换器输入电流lin波形为直角三角形，平均输入电流lin(avg)为：

　　（1）

2万 · 2014-9-3 19:27

2万 · 2014-9-3 19:28

　　在升压电感状态，当

时，T1相当于一个升压电感。在一个开关周期内，当Q1导通时，T1初级绕组电感LP经D5充电储能；当Q1关断时，D6导通，在LP中的储能向C1放电，工作情况与一般升压电感型单级PFC变换器相同。在此状态下，平均输入电流可表示为：

　　（2）

　　式中，D为开关占空比，Ts为开关周期。

　　从式（1）和（2）可知，在两种工作状态下，平均输入电流均与输入电压成正比，从而实现功率因数校正。C1上的电压被钳位在（Vin(peak)+n·Vo）电平上，通常不超过400V。此电路拓扑的功率因数一般可达0.95以上，效率超过80%。

2万 · 2014-9-3 19:28

　　4、基于：iW2202的数字单级PFC电路

　　图7所示为基于数字控制器IW2202的单级PFC变换器电路。IW2202采用了脉冲串(pulseTainTM)专有技术和实时波形分析及智能跳越(SmartSkip)技术。IW2202集成了单级PFC变换器控制功能。

2万 · 2014-9-3 19:35

　图7所示的电路桥式整流后边拓扑，为PFC升压与反激式整流器相结合/能量储存/DC-DC(Boost integrated with Flyback Rectifier/Energy Storage/DC-DC,简写为BIFRED)拓扑，利用不连续模式（DCM）升压变换器实现功率因数校正。变压器初级绕组(WP)串联的储能电容C1，用作驱动反激式变换器。电路的工作原理如下：

　　当开关Q1导通时，来自AC线路的能量被储存在升压电感器L1中。与此同时，来自C1的能量被储存在反激式变换器T1的初级绕组中。

　　当Q1关断时，在T1初级储存的能量传送到输出。同时，在升压电感器L1中的能量传输到电容C1，对C1进行充电。

　　在AC线路输入的半周期内，两个电感器(L1和LP)储存的能量平均值相等，从而上使C1上的电压保持不变。用iw2202作为控制器，解决了储能电容上电压应力过高的问题。在通常情况下，C1上的电压不会超过400V，从而C1可选用400V的标准电容器。基于iw2202的全数字SMPS，可以实现单位功率因数（即PF=1）和小于5%的总谐波失真（THD）。