PWM软开关模式的开关电源

发表于 2014-9-25 23:23

　　移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。

　　主电路分析
　　这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。

　　图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图

发表于 2014-9-25 23:23

　其基本工作原理如下：

　　当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4,在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。

　　由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2,则VT2即是零电压开通。

发表于 2014-9-25 23:24

　　当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。

　　关断VT4以后，经过预先设置的死区时间后开通VT3,由于电压器漏感的存在，原边电流不能突变，因此VT3即是零电流开通。

发表于 2014-9-25 23:24

　　VT2、VT3同时导通后原边向负载提供能量，一定时间后关断VT2.由于C2的存在，VT2是零电压关断，如同前面分析，原边电流这时不能突变，C1经过VD3、VT3.Cb放电完毕后，VD1自然导通，此时开通VT1即是零电压开通，由于VD3的阻断，原边电流降为零以后，关断VT3,则VT3即是零电流关断，经过预选设置好的死区时间延迟后开通VT4,由于变压器漏感及副边滤波电感的作用，原边电流不能突变，VT4即是零电流开通。

　　ZVZCS PWM全桥变换器拓扑的理想工作波形如图2所示，其中Uab表示主电路图3中a、b两点之间的电压，ip为变压器T原边电流，Ucb为阻断电容Ub上的电压，Urect是副边整流后的电压。

发表于 2014-9-25 23:24

　　VT2、VT3同时导通后原边向负载提供能量，一定时间后关断VT2.由于C2的存在，VT2是零电压关断，如同前面分析，原边电流这时不能突变，C1经过VD3、VT3.Cb放电完毕后，VD1自然导通，此时开通VT1即是零电压开通，由于VD3的阻断，原边电流降为零以后，关断VT3,则VT3即是零电流关断，经过预选设置好的死区时间延迟后开通VT4,由于变压器漏感及副边滤波电感的作用，原边电流不能突变，VT4即是零电流开通。

　　ZVZCS PWM全桥变换器拓扑的理想工作波形如图2所示，其中Uab表示主电路图3中a、b两点之间的电压，ip为变压器T原边电流，Ucb为阻断电容Ub上的电压，Urect是副边整流后的电压。

发表于 2014-9-25 23:25

　　图2 理想工作波形

发表于 2014-9-25 23:25

　　UC3875的主控制回路设计

　　为了实现主回路开关管ZVZCS软开关，采用UC3875为其设计了PWM移相控制电路，如图3所示。考虑到所选MOSFET功率比较大，对芯片的四个输出驱动信号进行了功率放大，再经高频脉冲变压器T1、T2隔离，最后经过驱动电路驱动MOSFET开关管。

发表于 2014-9-25 23:26

　　图3 PWM移相控制电路

发表于 2014-9-25 23:26

　整个控制系统所有供电均用同一个15V直流电源，实验中设置开关频率为70kHz,死区时间设置为1.5μs,采用简单的电压控制模式，电源输出直流电压通过采样电路、光电隔离电路后形成控制信号，输入到UC3875误差放大器的EA,控制UC3875误差放大器的输出，从而控制芯片四个输出之间的移相角大小，使电源能够稳定工作，图中R6、C5接在EA和E/AOUT之间构成PI控制。在本设计中把CS+端用作故障保护电路，当发生输出过压、输出过流、高频变原边过流、开关管过热等故障时，通过一定的转换电路，把故障信号转换为高于2.5V的电压接到CS+端，使UC3875四个输出驱动信号全为低电平，对电路实现保护。

　　图4是开关管的驱动电路。隔离变压器的设计采用AP法，变比为1:1.3的三绕组变压器。UC3875输出的单极性脉冲经过放大电路、隔离电路和驱动电路后形成+12V/一5V的双极性驱动脉冲，保证开关管的稳定开通和关断。

发表于 2014-9-25 23:26

　　图4 开关管的驱动电路

发表于 2014-9-25 23:27

　　仿真与实验结果分析

　　PSpice是一款功能强大的电路分析软件，对开关频率70kHz的ZVZCS软开关电源的仿真是在PSpice9.1平台上进行的。

　　实验样机的主回路结构采用图1所示的电路拓扑，阻断二极管采用超快恢复大功率二极管RHRG30120,其反向恢复时间在100ns以内，满足70kHz开关频率的要求。开关管MOSFET采用IXYS公司的IXFK24N100开关管，这种型号MOS管自身反并有超快恢复二极管，其反向恢复时间约250ns。

发表于 2014-9-25 23:27

　图5是超前桥臂开关管驱动电压与管压降波形图，(a)为仿真波形、(b)为实验波形，可见超前臂开关管完全实现了ZVS开通，VT1、VT2关断时是依赖其自身很小的结电容来实现的，从图中可以看出，关断时也基本实现了ZVS关断。

发表于 2014-9-25 23:27

　图5 超前桥臂开关管驱动电压与管压降波形图

　　图6 滞后桥臂开关管驱动电压与电流波形图

发表于 2014-9-25 23:29

图6是滞后桥臂开关管驱动电压与电流波形图，(a)为仿真波形、(b)为实验波形;
　　图7是滞后桥臂开关管管压降与电流波形图，(a)为仿真波形、(b)为实验波形。

　　图7 滞后桥臂开关管VT3和VT4实现ZCS关断

发表于 2014-9-25 23:29

　　从图6、图7可以看出滞后臂开关管VT3、VT4很好地实现了ZCS关断，关断时开关管电流已经为零。滞后臂开关管完全开通之前，开关管电流也几乎为零，基本实现了ZCS开通。而且滞后桥臂开关管VT3、VT4可以在很大负载范围内实现ZCS开关。
　　图8是两桥臂中点之间的电压Uab的波形图，(a)为仿真波形、(b)为实验波形。

　　图8 Uab的波形

发表于 2014-9-25 23:29

图9是阻断电容Cb上的电压U曲波形，(a)为仿真波形、(b)为实验波形。

　　图9 Ucb的波形

发表于 2014-9-25 23:30

　从上图可以看出，由于有Ucb的存在，Uab不是一个方波。当Uab=0时，阻断电容Cb上的电压Ucb使原边电流ip逐渐减小到零，由于阻断二极管的阻断作用，ip不能反向流动，从而实现了滞后桥臂的ZCS开关。

　　综上所述，我们能够发现，采用UC3875作为核心控制器件的好处是结构简单、性能可靠。并且主电路的开关管全部实现了软开关，同时还避免了ZVS以及ZCS模式当中常见的一些错误。能够显着的减少在开关过程当中开关管发生的损耗，进而提高开关频率，减少电源的体积并减轻重量。

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