基于DSP的智能功放开关电源设计

2万 · 2014-6-20 23:19

　1 引言

　　开关电源以体积小，重量轻，功耗低，效率高，纹波小，噪声低，智能化程度高，易扩容等，逐渐替代工频电源，广泛应用于各种电子设备。高可靠性、智能化及数字化是开关电源的发展方向。音响功放要求电源随着负载变化自动调整输出电压，进而调节功率，以提高电源动态性能，降低音响功放内部损耗，但目前的开关电源无法实现。选用TMS320F2812型DSP作为功放开关电源的主控制器，设计一种低功耗。适用于大型功放系统的新型的智能功放开关电源。

　　2 智能功放开关电源设计

　　图1为智能音响功放开关电源的总体原理框图，主电路采用交一直一交一直的结构。输入工频220 V交流电路经滤波电路后，再经单相桥式整流电路输出直流电压；变换电路采用全桥移相逆变电路将前端直流电变换为高频的交流电．然后经二次整流滤波输出稳定的直流电压；检测电路对输出电压信号采样后，送入控制电路，通过改变控制电路输出脉宽占空比来调节输出电压；保护电路实现过压和过流保护；功率检测电路对变换电路电流采样，当输出功率超过500 W时，产生过功率检测信号，驱动控制电路，降低输出电压：辅助电源电路为控制电路和各种运放供电。

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　2．1 功放开关电源模块

　　图2是功放开关电源的主电路，其中Vin是220 V交流输入经前端滤波和全波整流得到，电压为300 V。为全桥逆变电路的输入电压。VQ1、VQ2、VQ3、VQ4为IRFP460型大功率MOSFET，用作变换器开关管。由于IRFP460型MOSFET是多数载流子器件，开关速度极快，开通和关断时间的典型值一般20 ns，具有较高的击穿电压和较大的工作电流。此外，MOSFET的输入阻抗高，驱动电路较简单，只要在栅源之间加10 V左右的电压，就可使其饱和导通。L4、C5、C6构成辅助谐振网络，考虑到变压器原边漏感，谐振电感LT的取值一般比实际值小，这里选用电感值为34 μH的非线性饱和电感1μF的，考虑到高频脉冲变压器T1磁饱和问题，原边绕组串接防偏磁电容，VD15和VD16，VD17和VD18分别为全波整流二极管，L1、C13、EC1、EC2和L2、C14、EC3、EC4分别为+35 V和-35 V输出回路的滤波电路。

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　　2．2 功放开关电源模块控制电路

　　该控制电路以DSPTFMS320F2812为核心，主要包括产生移相脉冲波形、实时采样、功率调节、过压保护、过流保护、过功率保护、滤波算法和全桥移相算法等功能。采用TMS320F2812内置的16路12位高分辨率A／D转换电路实现电压、电流实时采样．每通道的最小转换时间为80 ns，A／D转换电路的输入信号电平范围为0～3 V。采样后，通过软件编程调整驱动全桥逆变器开关管的PWM波形移相角，实现稳压，同时当输出电压、电流过高或欠压时，DSP调用相应的子程序处理突发异常事件，起到保护作用。同时通过A／D采样输出电压电流信号进行运算，可精确测量输出功率，并调整事件管理器相关寄存器的值来调节输出电压。

　　控制器的动态特性和稳压精度等性能与调节器设计密切相关。在功放开关电源的设计中，采用增量式PID控制算法。

　　电源设计中的数字控制均采用数字采样控制，即根据采样时刻的偏差值计算控制量。PID控制的离散形式为：

　　式中，Ts为采样周期。

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　式(1)为是位置式PID控制算式。为增加控制系统的可靠性，采用增量式PID控制算式，即DSP只输出控制量u(k)的增量，式(1)是第K次PID控制器的输出量，那么(K-1)次PID控制器的输出量为：

　　因此，增量式PID控制算法为：

　　式(3)和式(4)就是该控制程序的增量式PID控制算式。增量式PID控制与位置式PID控制相比仅算法不同，但它只输出增量，减少了DSP误操作时对控制系统的影响，而且不会产生积分失控。图3为基于TMS320F2812的PID控制器的实现框图。

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　　2．3 功放开关电源的软件设计

　　基于DSP的功放开关电源的软件设计主要实现以下功能：

　　(1)全桥移相脉冲的产生利用TMS320F2812事件管理器中两个比较单元直接输出电路脉冲。从移相基本原理来看，滞后桥臂相对于超前臂之间的驱动有一个周期性延时，其延时角即为移相角。设定由比较单元1输出的PWM1／PWM2分别驱动超前臂开关管VQ1、VQ3，由比较单元2输出的PWM3／PWM4驱动滞后臂开关管VQ4、VQ2。每个桥臂上下两管之间的驱动脉冲互补且带死区，固定超前桥臂的驱动在每周期的0时刻发出，则只要延迟移相角φ对应的时间，再发生比较事件则可得到滞后桥臂的驱动脉冲，从而实现0°～180°范围内的自由移相。

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　(2)过压、过流、过功率的检测和保护基于DSP的功放开关电源具有过压、过流、过功率、过热等保护功能。发生异常时．系统进入异常中断服务子程序进行处理，并及时闭锁PWM输出。为防止误动作，设定连续读取20个异常信号才认定为电路异常，否则不处理。各模块程序流程如图4～图6所示。

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　　3 实验结果

　　依据前面的分析设计一台样机，开关频率为100 kHz，输出电压为±35 V和±42 V。对基于DSP控制音响功放开关电源进行带载实验，在轻载和重载条件下，输出电压纹波系数小于0．5％，输出电压精度小于O．5％。

　　图7为DSP的移相波形。其中，通道1为比较单元1的PWM1输出，为超前桥臂；通道2为比较单元2的PWM3输出。从图7可清楚看到通道2滞后通道1约135°。图8为滞后桥臂零电压开通临界波形，输入电压约为175 V，输出功率为100W。图8中通道1为功率MOS管栅源电压Vcs波形，通道2为功率MOS管漏源电压VDS波形。关断VDS时为175 V，由图8可看到VDS先降到0，然后Vcs上升。此时开通开关管为零电压开通。负载越重，零电压开通现象越明显。在输出功率400 W时，输入功率为440 W，全桥移相变换器的转换效率为90．9％。