电源设计小贴士

2万 · 2013-7-29 09:16

【电源设计小贴士10】：轻松估计负载瞬态响应具体的公式表述为：

　　图1以图形方式说明了上述关系，两种阻抗均以dB-Ω或20*log [Z] 为单位。在开环曲线上的低频率区域内，输出阻抗取决于输出电感阻抗和电感。当输出电容和电感发生谐振时，形成峰值。高频阻抗取决于电容输出滤波器特性、等效串联电阻 (ESR) 以及等效串联电感 (ESL)。将开环阻抗除以1加环路增益即可计算得出闭环输出阻抗。

　　由于该图形以对数表示，即简单的减法，因此在增益较高的低频率区域阻抗会大大降低；在增益较少的高频率区域闭环和开环阻抗基本上是一样的。在此需要说明如下要点：1）峰值环路阻抗出现在电源交叉频率附近，或出现在环路增益等于 1（或 0dB）的地方；以及 2）在大部分时间里，电源控制带宽都将会高于滤波器谐振，因此峰值闭环阻抗将取决于交叉频率时的输出电容阻抗。

图1 闭环输出阻抗峰值Zout出现在控制环路交叉频率处

2万 · 2013-7-29 09:16

　一旦知道了峰值输出阻抗，就可通过负载变动幅度与峰值闭环阻抗的乘积来轻松估算瞬态响应。有几点注意事项需要说明一下，由于低相位裕度会引起峰化，因此实际的峰值可能会更高些。然而，就快速估计而言，这种影响可以忽略不计。

　　第二个需要注意的事项与负载变化幅度上升有关。如果负载变化幅度变化缓慢（dI/dt较低），则响应取决于与上升时间有关的低频率区域闭环输出阻抗；如果负载变化幅度变化极为快速，则输出阻抗将取决于输出滤波器ESL。如果确实如此，则可能需要更多的高频旁通。最后，就极高性能的系统而言，电源的功率级可能会限制响应时间，即电感器中的电流可能不能像控制环路期望的那样快速响应，这是因为电感和施加的电压会限制电流转换速率。

下面是一个如何使用上述关系的示例。问题是根据200kHz开关电源10 amp变化幅度允许范围内的50mV输出变化挑选一个输出电容。所允许的峰值输出阻抗为：Zout=50 mV / 10 amps 或5毫欧。这就是最大允许输出电容ESR。接下来就是建立所需的电容。幸运的是，ESR和电容均为正交型，可单独处理。一个高 (Aggressive) 电源控制环路带宽可以是开关频率的1/6或30kHz。于是在 30 kHz 时输出滤波电容就需要一个不到5毫欧的电抗，或高于1000uF的电容。图2显示了在5毫欧ESR、1000uF电容以及30 kHz电压模式控制条件时这一问题的负载瞬态仿真。就校验这一方法是否有效的10amp负载变动幅度而言，输出电压变化大约为52mV。

图 2 仿真校验估计负载瞬态性能

2万 · 2013-7-29 09:17

电源设计小贴士11】：解决电源电路损耗问题该方法基于泰勒级数展开式，其中规定（在赋予一定自由条件下）任何函数都可分解成一个多项式，如下所示：

　　如果意识到电源损耗与输出电流相关（可用输出电流替换 X），那么系数项就能很好地与不同来源的电源功率损耗联系起来。例如，ao 代表诸如栅极驱动、偏压电源和磁芯的固定开销损耗以及功率晶体管 Coss 充电与放电之类的损耗。这些损耗与输出电流无关。第二项相关联的损耗 a1 直接与输出电流相关，其典型表现为输出二极管损耗和开关损耗。在输出二极管中，大多数损耗是由于结电压引起的，因此损耗会随着输出电流成比例地增加。

　　类似地，开关损耗可通过输出电流关联项与某些固定电压的乘积近似得出。第三项很容易被识别为传导损耗。其典型表现为 FET 电阻、磁性布线电阻和互联电阻中的损耗。高阶项可能在计算非线性损耗（如磁芯损耗）时有用。只有在考虑前三项情况下才能得出有用结果。

　　计算三项系数的一种方法是测量三个工作点的损耗并成矩阵求解结果。如果损耗测量结果其中一项是在无负载的工况下得到（即所有损耗均等于第一项系数 a0），那么就能简化该解决方法。随后问题简化至容易求解的两个方程式和两个未知数。一旦计算出系数，即可构建出类似于图 1、显示三种损耗类型的损耗曲线。该曲线在消除测量结果和计算结果之间的偏差时大有用处，并且有助于确定能够提高效率的潜在区域。例如，在满负载工况下，图 1 中的损耗主要为传导损耗。为了提高效率，就需要降低 FET 电阻、电感电阻和互联电阻。

图1：功率损耗组件与二次项系数相匹配

2万 · 2013-7-29 09:17

实际损耗与三项式之间的相关性非常好。图 2 对同步降压稳压器的测量数据与曲线拟合数据进行了对比。我们知道，在基于求解三个联立方程组的曲线上将存在三个重合点。对于曲线的剩余部分，两个曲线之间的差异小于2%。由于工作模式（如连续或非连续）不同、脉冲跳频或变频运行等原因，其他类型的电源可能很难以如此匹配。这种方法并非绝对可靠，但是有助于电源设计人员理解实际电路损耗情况。

图2 前三个损耗项提供了与测量值良好的相关性

2万 · 2013-7-29 09:17

【电源设计小贴士12】：如何使电源效率最大化　　在【电源设计小贴士11】中，我们建议使用如下输出电流函数来计算电源损耗：

　　下一步是利用上述简单表达式，并将其放入效率方程式中：

　　这样，输出电流的效率就得到了优化（具体论证工作留给学生去完成）。这种优化可产生一个有趣的结果。

　　当输出电流等于如下表达式时，效率将会最大化。

　　需要注意的第一件事是，a1项对效率达到最大时的电流不产生影响。这是由于它与损耗相关，而上述损耗又与诸如二极管结点的输出电流成比例关系。因此，当输出电流增加时，上述损耗和输出功率也会随之增加，并且对效率没有影响。需要注意的第二件事是，最佳效率出现在固定损耗和传导损耗相等的某个点上。这就是说，只要控制设置a0和a2值的组件，便能够获得最佳效率。还是要努力减小a1的值，并提高效率。控制该项所得结果对所有负载电流而言均相同，因此如其他项一样没有出现最佳效率。a1项的目标是在控制成本的同时达到最小化。

　　表1概括总结了各种电源损耗项及其相关损耗系数，该表提供了一些最佳化电源效率方面的折中方法。例如，功率MOSFET导通电阻的选择会影响其栅极驱动要求及Coss损耗和潜在的缓冲器损耗。低导通电阻意味着，栅极驱动、Coss 和缓冲器损耗逆向增加。因此，您可通过选择MOSFET来控制a0和a2。
压；它们还包含两组低压差线性稳压器(LDO)，负责提供电源给锁相回路 (PLL) 和SRAM或处理器的其它功能模块。这些器件还有许多功能未列在表中，例如后备电池支持、I2C界面和重置功能。

2万 · 2013-7-29 09:18

表1 损耗系数及相应的电源损耗

　　代数式下一位将最佳电流代回到效率方程式中，解得最大效率为：

　　需要最小化该表达式中的最后两项，以最佳化效率。a1项很简单，只需对其最小化即可。末尾项能够实现部分优化。如果假设MOSFET的Coss和栅极驱动功率与其面积相关，同时其导通电阻与面积成反比，则可以为它选择最佳面积（和电阻）。图1显示了裸片面积的优化结果。裸片面积较小时，MOSFET的导通电阻变为效率限制器。随着裸片面积增加，驱动和Coss损耗也随之增加，并且在某一点上变为主要损耗组件。这种最小值相对宽泛，从而让设计人员可以灵活控制已实现低损耗的MOSFET成本。当驱动损耗等于传导损耗时达到最低损耗。

2万 · 2013-7-29 09:18

图1 调节MOSFET裸片面积来最小化满负载功率损耗

　　图2是围绕图1最佳点的三种可能设计效率图。图中分别显示了三种设计的正常裸片面积。轻负载情况下，较大面积裸片的效率会受不断增加的驱动损耗影响，而在重负载条件下小尺寸器件因高传导损耗而变得不堪重负。这些曲线代表裸片面积和成本的三比一变化，注意这一点非常重要。正常芯片面积设计的效率只比满功率大面积设计的效率稍低一点，而在轻载条件下（设计常常运行在这种负载条件下）则更高。

图2 效率峰值出现在满额定电流之前

2万 · 2013-7-29 09:19

【电源设计小贴士13】：小心别被电感磁芯损耗烫伤一般而言，选择电感时，只需计算出最大负载电流，通过容许20%纹波电流来建立电感。由于磁芯损耗微不足道，因此会出现类似于产品说明书中所示的温升。然而，随着开关频率上升至500 kHz以上，磁芯损耗和绕组交流损耗可以极大地减少电感中的容许直流电流。使用20%纹波电流来计算电感，可带来相同的磁芯材料通量激增，其与频率无关。磁芯损耗方程式的一般形式为：

Pcore = K × F1.3。

　　因此，如果频率 (F) 从100 kHz升至500 kHz，则磁芯损耗便为原来的8倍。图1显示了这种上升情况，还描述了随磁芯损耗上升而下降的容许铜线损耗。100 KHz时，大多数损耗存在于铜线中，同时利用全直流额定电流是可能的。更高频率时，磁芯损耗变大。由于总容许损耗由磁芯损耗与铜线损耗之和决定，因此铜线损耗必须在磁芯损耗上升时降低。这种情况一直持续到各损耗均相等。最佳情况是，在高频率下损耗稳定保持相等，并允许从磁结构获得最大输出电流。

图1　 0.5 MHz以上，磁芯损耗大大降低了有效传导损耗

　　图1和图2均基于固定磁芯体积和绕组面积，仅匝数可变。图2显示了图1所示磁芯损耗的电感和容许直流电流。1.3 MHz以下时，电感与开关频率成反比关系。电感在1.3 MHz附近达到最小值。该频率以上，则必须升高电感来限制磁芯通量，从而将磁芯损耗控制在总损耗的50%。该电感的额定电流也同时被计算出来。低频率时，磁芯损耗并不大，额定电流由绕组的功率损耗决定。

2万 · 2013-7-29 09:19

下列方程式中，匝数与频率平方根的倒数成正比，因此频率升高2倍（电感降低一半）得到0.707匝数。

L = μ × A × N2/lm

　　这种情况会以两种方式影响绕组电阻。匝数减少30%，而每一匝的可用面积却增加了41%。由于绕组电阻与匝数/匝面积相关，因此电阻随频率上升而线性下降，例如：在本例中电阻下降2倍。

　　较高频率时，磁芯损耗开始限制容许铜线损耗，直到达到它们相等的点为止。在这一点上，通过增加更多匝数以及升高绕组电阻，使电感上升来降低通量。这样，电感额定电流减少。因此，从电感尺寸角度来说获得了最佳频率。

图2 磁芯损耗限制峰值功率

　　总之，增加开关频率会缩小磁芯尺寸的看法是正确的，但仅限于磁芯损耗和交流绕组损耗等于铜线损耗的点上。过了这个点，磁芯尺寸实际上会增加。另外，设计人员需要注意的是，在有许多高开关频率产品可供选择的今天，一些相应的应用手册中并没有清楚地注明过高磁芯损耗存在的一些潜在问题。

2万 · 2013-7-29 09:19

【电源设计小贴士14】：SEPIC转换器提供高效偏置电源控制MOSFET和输出整流器振铃可减少电磁干扰 (EMI) 和电压应力。在许多情况下，这使您能够使用更低电压的部件，从而降低成本并提高效率。另外，多输出SEPIC可改善输出之间的交叉稳压，从而消除对于线性稳压器的需求。

　　图1 显示的是一个SEPIC转换器，像反向转换器一样它具有最少的部件数量。实际上，如果去除C1，该电路就是一个反向转换器。该电容可提供对其所连接半导体的电压钳位控制。当MOSFET开启时，该电容通过MOSFET对D1的反向电压进行钳位控制。当电源开关关闭时，在D1导电以前漏电压一直上升。在关闭期间，C1通过 D1和C2对MOSFET漏电压进行钳位控制。具有多个输出端的SEPIC转换器对绕组比构成限制。其中的一个次级绕组对初级绕组的匝比需为1:1，同时C1必须与之相连接。在图1所示的示例电路中，12-V 绕组的匝比为1:1，但它可能已经使用了5-V绕组作为替代。

图1 多输出 SEPIC 转换器

2万 · 2013-7-29 09:20

图1所示电路已经构建完成，并经过测试。分别将其作为带C1的 SEPIC 和没有C1的反向转换器运行。图 2 显示了两种运行模式下的MOSFET电压应力。在反向模式下，MOSFET漏极约为40V，而在 SEPIC模式下漏电压仅为25V。因此，反向设计不得不使用一个 40-V或60-V MOSFET，而SEPIC设计只需使用一个额定值仅为30V的MOSFET。另外，就EMI滤波而言，高频率（5 MHz 以上）振铃将是一个严重的问题。

　　完成对两种电路的交叉稳压测量后，您会发现SEPIC大体上更佳。两种设计中，5 V额定电压实际值为5.05 V，负载在0到满负载之间变化，同时输入电压被设定为12V或24V。SEPIC的12V电压维持在10%稳压频带内，而反向转换器的12V电压则上升至30V（高线压输入，12V无负载，5V全负载）。如果根据低电压应力选择功率部件，那么即使这两种结构的效率相同人们也会更倾向于使用SEPIC。

图2 SEPIC极大地降低了EMI和电压应力。上图没有C1，而下图则安装了C1。

　　总之，对非隔离式电源而言，SEPIC是一种重要的拓扑结构。它将 MOSFET电压应力钳位控制在一个等于输入电压加输出电压的值，并消除了反向转换器中的EMI。减少的电压应力允许使用更低电压的部件，从而带来更高效率和更低成本的电源。EMI的降低可以简化最终产品的合规测试。最后，如果配置为多输出电源，则其交叉稳压将优于反向转换器。

2万 · 2013-7-29 09:20

【电源设计小贴士15】：低成本、高性能LED驱动器受控的亮度需要用一个恒定的电流来驱动LED，无论输入电压如何这一恒定的电流都必须保持恒定不变。通常，LED都会有调光要求，例如，想要调节显示器或建筑照明亮度。实现 LED调光有两种方法：改变LED电流或使用脉宽调制 (PWM)。效率最低的方法是改变电流，因为光输出并非完成随着电流变化而发生线性变化，并且在电流低至其额定值时LED色谱会发生变化。

　　时刻谨记人类对亮度的感知呈指数型是很重要的，完全变暗需要对电流进行大幅度的变化。这对电路设计有很大的影响，因为全电流时3%的调节误差由会于电路容差而在10%负载时变成30%甚至更高的误差。尽管响应速度比较慢，但使用PWM调光电流波形会更加精确。在照明和显示器应用中，人们希望PWM超过100Hz，这样人眼就不会感觉到闪烁。

图1 MC33063构成了一款低成本LED驱动器

　　图1显示了一款驱动单个LED的非常简单且成本非常低的降压稳压器，该稳压器实施了一种快速调光的特性。其基于一个具有内部开关、电流限制比较器、振荡器和内部接口的MC33063。通常用于稳压的引脚具有关闭功能。在此情况下，一个超过1.25V的电压会关闭电源，而一个较低的电压会开启电源。随着电路的开启，由于消除了电压反馈，控制器以电流限制/磁滞模式运行。

2万 · 2013-7-29 09:20

振荡器生成了一个会引起电源开关开启的启动脉冲。这使得输入电压正好适用于电流感应电阻、LED和电感。当电流达到大约350mA时电流限制比较器开始感应电流并关闭电源开关。电感电压反向并超过输入电流，从而使续流二极管发生传导。电感和LED电流不断循环，直到开关在下一个开关周期时开启为止。该电路非常适用于广泛的应用。在要求简捷性和低成本的手持式便携式设备、白色家电以及车载应用中使用一个40V额定电压和一个1.5A电流的开关调节器是非常有用的。虽然实施磁滞控制和开启功能可能有一定的挑战性，但基本拓扑可适用于更广泛的应用。

　　我们构建并测试了图1中的电路。图2显示了关闭命令和因此而导致的LED电流波形。LED可以轻松地以500 Hertz实现PWM调光。电流波形的上升时间和下降时间不到100 uSec。如果LED中可以容忍更高的纹波电流，那么电感可以是一个更小的值且上升时间和下降时间可以缩短。然而，500 Hz PWM适用于大多数应用。

图2 磁滞电流控制提供了快速PWM响应

　　总而言之，只要不是专门设计用来驱动LED，诸如MC33063的开关调节器就可出色地完成调光工作。其误差放大器可以用作关闭功能以提供LED PWM调光功能，其电流限制比较器提供了快速响应和精确的电流设置，并且其内置电源开关实现了一个小型简单的电路。