开关电源入门知识

只看该作者 · 2017-12-30 21:44

电容串联
如果不能得到相应电压的电容，是否可以将电容串联？当电容串联时，形成一个分压器。应当用电容量相同的电容器串联。为了均压，在每个电容上并联一个相等的电阻使得电压平衡。电阻上流过的电流工程上应比电容器的漏电流大 5 倍以上来选择电阻，以避免漏电流偏差影响均压。

只看该作者 · 2017-12-30 21:45

肖特基二极管
在输出低压低的变换器中肖特基作为输出整流管是最好的，因为它正向压降低，又没有反向恢复时间，正确吗？虽然它确实正向压降低和没有反向恢复时间，但肖特基二极管在阴极和阳极之间通常有较大的电容。随加在肖特基上电压变化对此电容必然存在充电和放电（当肖特基几乎没有加电压时，电容最大）。这种现象非常像普通二极管的反相恢复电流。视电路不同，也可能其损耗比用一个超快恢复整流管时损耗大得多。还应当注意此结电容，虽然电荷 Q 低，仍然可能与电路中杂散电感引起振荡，在某些谐振设计中利用此特性做成软开关。所以与普通二极管一样有必要给肖特基加一个缓冲电路，这样增加了损耗。此外肖特基在高温和它的额定电压下有很大的漏电流。漏电流可能将正激变换器次级短路，这也许就是锗二极管漏电流太大而不用的原因。因为这个缘故，为使反向电流不要太大，只能用到肖特基额定电压的 3/4，温度不超过 110℃。高压肖特基与普通二极管正向压降相近。你就没有必要一定要用这样的器件。如果今后技术发展，高压肖特基二极管确实比双极型二极管正向压降低，则另当别论。

只看该作者 · 2017-12-30 21:46

二极管
设计一个 12V 输出，16A 电流，能否用两个 10A 定额的二极管并联？由于二极管正向压降的负温度系数特性和正向压降的离散性，结果一个电流较大的二极管，损耗加大而温度高，正向压降降低电流继续加大，正反馈，最后导致一个二极管流过全部电流而烧坏，记住了吗？所以虽然能将二极管并联但应当注意热平衡（即确保它们之间最小的热组）。如果用两个分立二极管实际上这样做不会很成功。要是两个二极管做在一个芯片上，具有相同的热和电气特性。可以做到较好均衡。MOSFET 压降具有正温度特性，使得并联容易。

只看该作者 · 2017-12-30 21:47

反向恢复
肖特基没有反向恢复时间，而所有双极型二极管都有反向恢复问题。它是在二极管正向导通电流I F 关断时刻，由于少数载流子存储效应不能立即消失，还能在短时间t rr =t a +t b (图 3.3)流过反方向（即由阴极到阳极）电流，这个时间t rr ?叫做反向恢复时间。图 3.3 图解了这个异常现象。在t a 时间内反向电流上升到最大值，在变压器的漏感和引线等寄生电感中存储能量(图 3.4)，此后（t b ），二极管开始截止，迫使电路中电流减少，存储在电感中的能量释放，与相关电路分布电容形成振荡，产生严重的振铃现象，这对变换器效率、电磁兼容造成极大影响。根据反向恢复时间将二极管的分成不同等级（普通整流管、快恢复，超快恢复等等）。高频变换器在输出级峰值电压 50V以上总是采用超快恢复二极管，50V以下采用肖特基二极管。输出电压低时采用同步流MOSFET。同步整流的MOSFET的体二极管恢复速度很慢，通常大约为 1μs。它不适宜作为整流管。这就是为什么通常用肖特基与同步整流MOSFET管并联：在MOSFET关断时肖特基流过几乎全部电流，这意味着体二极管不需要反向恢复。双极型二极管反向恢复特性快速二极管损耗小，是否越快越好？但是如果是电网整流二
极管用超快恢复二极管不是好主意。问题是快恢复时间产生快速下降沿，引起电磁干扰。在这种情况下，最好还是采用普通的恢复时间 5~10μs的整流管。电压定额二极管比低电压定额的二极管有更高的正向压降和较长的恢复时间。这就是为什么在满足电路要求的前提下，尽可能选择较低定额的整流管。大电流定额的二极管比小电流有更长的恢复时间，大马拉小车也不是好主意。

只看该作者 · 2017-12-30 21:49

功率晶体管（GTR)
目前使用的功率开关晶体管也称 GTR(巨型晶体管），有功率双极型晶体管（BJT）、MOSFET 和IGBT。开关电源中功率管主要关心器件的导通电阻（或压降）和开关速度。功率晶体管的导通压降和开关速度都与其电压定额有关。电压定额越高，导通压降越大，开关时间越长。因此，在满足 1.2~1.5 倍工作电压外，尽可能选择电压低的器件。

只看该作者 · 2017-12-30 21:50

双极型晶体管（BJT）
功率双极型晶体管输出特性有一个以集电极最大电流I CM ，集电极最大允许损耗P CM ，二次击穿特性I s/b 和集电极－发射极击穿电压U (BR)CEO 为边界构成的安全工作区（SOA）。不管在瞬态还是在稳态，晶体管电流与电压轨迹都不应当超出安全工作区对应的边界。同时边界限值与温度、脉冲宽度有关，
温度升高有些边界还应当降额。许多小信号BJT二次击穿特性在I CM ，P CM ，U (BR)CEO 为边界的安全区以内。同时小信号BJT没有开关工作规范，列出最大直流集电极电流，但没有与脉冲电流有关的曲线。如果没有给你电流脉冲电流定额，可假定器件能够处理脉冲电流是额定直流的两倍比较合理。如果这是按照保险丝电流来定额，脉冲电流幅值与脉冲持续时间有关；事实上，电流限制是限制局部电流过大。短路时不超过 2 倍直流电流最安全。大电流 BJT 功率管(不包括达林顿)的β一般较低，BJT 的β与电流、老化、温度以及电压定额等参数有关。一般取最小β＝5～10。不要忘了集电极漏电流，每 10℃增加 1 倍。这将引起截止损耗。为降低晶体管的导通损耗，一般功率管导通时为过饱和状态。但这样增大了存储时间，降低开关了速度。为了减少存储时间，晶体管在关断时一般给 B－E 极之间加反向电压，抽出基区过剩的载流子。如果施加的反压太大，B－E 结将发生反向齐纳击穿。一般硅功率晶体管 B－E 反向击穿电压为
5~6V。为避免击穿电流过大，需用一个电阻限制击穿电流。为了快速关断晶体管，采用抗饱和电路，如图 3.5。电路中集电极饱和电压U ce =U Db +U be － U Dc 。如果U Db ＝ U be ＝ U Dc ＝0.7V，则U ce =0.7V,使得过大的驱动电流流经集电极，降低晶体管的饱和深度，存储时间减少，关断加快。如果允许晶体管饱和压降大，饱和深度降低，二极管D b 可以用两个二极管串联,则晶体管饱和压降大约为 1.4V准饱和状态，很小的存储时间，关断时间缩短，但导通损耗加大。

只看该作者 · 2017-12-31 10:24

光耦
光耦合器简称光耦。它是有发光二极管与光敏晶体管组合而成的，利用光电效应传输信号。它是磁以外又一个提供输入和输出隔离传输信号器件，它比磁元件小而价廉。常用于需要隔离的小信号传输。
光耦是半导体器件，它具有半导体器件共有的属性。应用时应当注意如下问题：
1)传输比：α=I c /I D 。不同的初级二极管电流α是不同的，有非常明显得非线性；
2)传输比和三极管的β一样，离散性很大，同时传输比也与β一样与温度有关，且比β温度系数大。
3)如果作为开关，有开关延迟。一般延迟 0.2~1μs。如果是光敏晶体管与三极管复合提高传输比的器件，延迟可达 3~5μs.
4)次级输出管存在暗电流，而且与温度有关。
5)在高压应用时，应当注意隔离电压定额。

只看该作者 · 2017-12-31 10:25

输入偏置电流
因为运放输入级是一个差动放大器，如果是由双极型晶体管构成，每个晶体管必然有一个偏置电流，它是流入两个输入端的相同基极偏置电流。LM2902 典型的偏置电流I b =90nA。如果图 3.7 运放两个输入端具有相同的输入端电阻 100k//10k＝9.1k，对电路没有任何影响。但是如果同相端不是 9.1k接地，而是 19.1k接地，于是输入电阻有 10k差值，引起直流偏差电压为 90×10=900μV，再乘以增益10，引起输出 9mV的误差，与失调电压引起的误差可以比较。这就是为什么在两个输入端要用相同电阻的理由。

只看该作者 · 2017-12-31 10:25

失调电流I os
两个偏置电流之差就是失调电流（可以想象偏置电流是共模电流，而失调电流为差模电流）。仍用图 3.7 说明失调电流对放大器的影响。与失调电压十分相似。因为运放输入阻抗不是无穷大，加一个电压在输入端，从源流进很小差值电流。如 LM2902 典型电流为 5nA。这意味着同相端（或反相端）有 5nA（正或负）电流流入，是两输入端电流差。在图示情况，在电阻 9.1k 上流过 5nA 电流，同相端看进去电压为 U=5nA×9.1k=45.5μV（也可以是－45.5μV）。如果增益为 10,在输出端有 455μV输出，这将与输入失调电压相加。可见,如果输入电阻（源电阻和外接电阻）较小时，输入失调电压引起的误差比失调电流更重要；如果源电阻大时，失调电流引起的误差比失调电压更重要。

只看该作者 · 2017-12-31 10:26

减少失调影响的措施
由于失调引起的总误差为式中 G－放大器增益；R－两个输入电阻的平均值；ΔR－两个电阻差。造成失调误差包括 3 各部分：
a.为限制I os 的影响，应尽量减小运放的输入电阻。但是，反馈电阻受运放输出电流限制，普通运放一般为?5～7mA，如果在你使用的电压范围超过最大电流，运放饱和进入非线性区，输入电阻不能太小。同时，反相运算时，电阻小意味着向信号源抽取更大的电流。当信号源内阻较大时，降低了放大器增益。
b.确认输入端电阻对称以消除I b 影响。
c.选择恰当地运放，使U os 最小。遗憾的是，低U os 的运放较高的工作电流，低的带宽，或两者都小。在工程上，给定运用场合在两者之间折衷。

只看该作者 · 2017-12-31 10:27

增益带宽积
如果用一个运放构成增益为 10 的放大器。用来放大正弦波信号（先不考虑摆率问题），不断增加正弦波的频率。在某个频率，运放的增益开始下降，运放的输出不再大于输入 10 倍。进一步增加频率，在某个频率，放大器的输出幅度将与输入相同。这个频率与外部用来建立增益的元件无关，称为运放的增益带宽。也称增益带宽积。当用运放作为电源的误差放大器时，你应当注意这个参数出现在何处。例如，计算闭环控制结果时，在闭环设计一章详细讨论，可能在接近频率 20kHz 需要增益 300。运放做成增益 300 也不坏，大多数运放在 20kHz 工作的很好。遗憾的是两个参数在一起意味着运放必须具有带宽 300×20kHz＝6MHz 带宽，这可能超过包括典型 PWM 芯片在内的所有运放的增益带宽。由于变换器带宽达到数十 kHz 这个成了十分注目的问题。在误差放大器中具有不恰当的带宽的特性，即使通过校正回路补偿，还可能引起变换器象不稳定等麻烦。

只看该作者 · 2017-12-31 10:29

相位移
要是超过普通运放的增益带宽积，还有另外一个问题。随着注入运放的正弦波信号频率增加，输出信号产生与输入信号之间有些相位移。要是此运放用作变换器的误差放大器，这种传输附加的相位移减少了相位裕度，即使通过适当地校正，还会引起环路的不稳定。很少制造厂给出运放的相频特性。相位移取决于运放的内部结构。一般高增益带宽的运放在给定频率比低增益带宽的运放相位移大。事实上，决定一个运放在特定应用是否超过相位移的实际方法就是测量运放。

只看该作者 · 2017-12-31 10:29

迟滞
双门限比较器也称为迟滞比较器。比较器的失调、偏置与运放精确相同。但比较器输出是唯一的：要么高电平，要么低电平，不会在它们之间。（一般不要将运放作为比较器，更不要把比较器作为放大器）。实际上，因为比较器是一个实际器件，有时，它在两种状态之间振荡，有时振荡频率很高，这种现象是比较器没有迟滞。

只看该作者 · 2017-12-31 10:30

输出饱和电压
比较器另一个独有的概念是当它输出低电平时，通常不为零。比较器 LM139 手册指出，如果灌电流为 6mA，规定低电平为 0.6V。所以当设计迟滞时，要检查输出多大灌电流。如果大于 1mA，你需要决定包含饱和电压的迟滞电阻值。如果比较器驱动 NPN 晶体管，饱和电压也是重要的数值。在低电平 0.7V 足以驱动 NPN 晶体管 BE 极使晶体管导通，所以不能用比较器直接驱动一个双极型晶体管！为此，你需要一个阻断二极管和一个下拉基极电阻。这种即使在最坏情况下避免晶体管误导通电路。当比较器拉向低电平时，即使仅 700mV，二极管导通，抵消运放饱和电压，保持晶体管截止。电阻 10k 是需要的，仅加二极管，否则基极悬浮，而且可以流过部分漏电流。