chipon应用-采用PWM功能的低通滤波实现模拟DAC输出

PWM模块采用计数定时的原理，每定时到一个设定的最大值将IO口置高，计时值清零，继续定时到设定的翻转值将IO口置低。根据设定值的不同可以实现不同周期和不同占空比的脉冲，如下图示例所示。

图二、基于T1的8位PWM输出波形

假设供电电源为5 V，占空比为50%，则对应的是一个幅度为2.5 V的模拟信号；占空比为80%，则对应的是一个幅度为4 V的模拟信号。占空比与输出电压形成一一对应关系，从而可以实现PWM到DAC的转换。

一般情况下分辨率是总的计数值Rcounts = Lcounts；

其中Rcounts是以计数值为单位的分辨率Lcounts是计数器的总计数值。

例如对8bit DAC计数器的长度为8 bits或者256个计数值。那么分辨率也就是8bits或者256。如果PWM计数器的长度为512个计数值最小的占空比为2个计数值，那么PWM DAC的分辨率仍然是8bits或者256。

将PWM输出的高电平记为VH，低电平记为VL，理想情况下VL等于0，但实际往往不等，也是应用中产生误差的主要原因。将PWM波形用分段式函数表达结果为：

F(t)=VH  kNT<=t<=kNT+nT

F(t)=VL  kNT+nT<=t<=NT+kNT           n为PWM一个周期内高电平的计数脉冲个数，这里如PWM1L，N为PWM一个周期的计数脉冲个数。

表1给出了不同N和n的情况下的分辨率

可以看出N越大DAC的分辨率越高但是NT也越大,即 PWM的周期也越大，相当于1次谐波的频率也越低需要截止频率很低的低通滤波器。DAC输出的滞后也将增加。一种解决方法就是使T减少，即减少单片机的计数脉冲宽度。这往往需要提高单片机的工作频率，达到不降低1次谐波频率的前提下提高精度。在实际中T的减少受到单片机时钟和PWM后续电路开关特性的限制。如果在实际中需要微秒级的T，则后续电路需要选择开关特性较好的器件以减少PWM波形的失真。

PWM波的VH和VL受到MCU输出高低电平的限制，一般情况下VL不等于0V，VH也不等于VCC。而且该数值随着负载电流和温度而变化。输出精度只能跟随输出的VL和VH。而且随负载电流和环境温度变化，精度很难保证。一般电路的变化部分精度不高，没有必要采用高分辨率的PWM输出，8位即可。一般的RC滤波电路使DAC输出的负载能力也比较差，只适合与具有高输入阻抗的后续电路连接。因此简单RC电路只能用在对DAC输出精度要求不高、负载很小的场合。对精度和负载能力要求较高的场合需要对电路进行改进，增加基准电压、负载驱动等电路。

一般的低通滤波设计采用RC滤波，器件结构简单，实现低功耗，尽量避免采用有源器件。

用于交流信号的滤波器是一个双极点级联RC滤波器。如果滤波器阶数过高可以采用提高的抽样频率的办法来降低滤波器阶数。滤波器的截至频率fc由fc=1/(2PiRC)来计算，如果截至频率很接近信号带宽边沿，将会导致相当大的衰减。因此为了减小滤波器的衰减截至频率应该大于信号带宽边沿，但是要远小于PWM信号的频率。

图三所示为3个PWM模拟DAC的仿真电路图，输出分别为O1、O2和O3，它们之间的单元结构都是相同的，区别仅在于单元级数依次递增。初期的实验表明PWM占空比为50%时输出的纹波基本达到最大，而整个波形稳定的时间没有明显地随占空比的不同而变化。因此在这里取PWM的占空比为50%，频率为10 kHz，上升时间和下降时间均取1 ns，高电平为5 V，低电平0 V，而相应的滤波电路的一个基本RC单元的截止频率约为1 kHz。

经过测试显示，O1的纹波呈现正弦波形，峰峰值780 mV，幅度390 mV，直流平均值为2.50 V，电压稳定时间约为1.0 ms；O2的纹波呈现正弦波形，峰峰值53 mV，幅度26.5 mV，直流平均值为2.50 V，电压稳定时间约为2.5 ms；O3的纹波呈现正弦波形，峰峰值4 mV，幅度2 mV，直流平均值为2.50 V，电压稳定时间约为5.5 ms。

DAC的精度（Accuracy）是指DAC的输出与理想情况的偏差。示波器显示纹波基本对称，可以得到各个电路对应的精度就是纹波的幅度，即O1的精度A1为390 mV，O2的精度A2为26.5 mV，O3的精度A3为2 mV。可见随着滤波级数的增加DAC精度显著改善。

图四、基于PWM高精度DAC电路

图4的电路在普通RC的基础上增加了开关管T1、基准电压源LM3365和输出放大器TLV2472。MCU从A点输出的PWM波驱动T1的栅极T1按照PWM的周期和占空比进行开关。T1为低导通电阻和开关特性好的开关管，如IRF5304其典型导通电阻小于0.16Ω，而截止电阻却非常大，与T1并联的为基准电压LM3365。图4的B点将得到理想的PWM波形，即VH=5V、VL=0V。波形为方波。A点的PWM波经过整形得到B点理想PWM波，B点的PWM波再经过两级阻容滤波在C点得到直流分量，即MCU输出的调制PWM波在C点得到解调，实现了DAC功能。C点的电压为(5×n/N)V，即为0~5V之间的电压。由于放大器A1的输入阻抗很大，二级阻容滤波的效果很好，C点的电压纹波极小，满足高精度要求。输出放大器采用TLV2472工作在电压跟随器方式，他是一个RailtoRail放大器，他的输出电压的跨度几乎等于电源电压幅度，因此可以得到0 V的电压输出。克服了一般放大器如LM324,TL071等输出电压跨度比电源电压范围小1 V左右这一缺点。图4的电源电压为6 V，在MCU接电源电压中串联了二极管，起降压的作用。因为一般的MCU工作电源范围为4.5~5.5V之间。采用电源电压为6 V是为了保证LM336 5能正常工作。该电路采用的电路和电容没有特殊的要求，很容易调试。由于PWM波很容易通过MCU的软件进行控制，即使电路稍微有些系统误差，也很容易通过软件进行校正。因此可以得到高精度的DAC输出。