论以降压型转换器为代表的SMPS凭什么取代线性电源？

【摘要】开关模式电源（[color=#2655a5 !important]SMPS）以其效率高功耗低等特性迅速取代了线性电源。通常能够实现>90%的效率，而线性稳压器的效率仅27.5%，SMPS可使功耗和尺寸减少8倍。SMPS的DC传导损耗和AC 开关损耗非常低，远远好于LR或[color=#2655a5 !important]LDO电源。

开关模式电源（SMPS）自从问世以来，就迅速取代了线性电源，成为了工程师的主流选择。本文将以降压型转换芯片为例，进一步解释[color=#2655a5 !important]开关电源的设计考虑因素，着重介绍非隔离式电源的应用和设计。

为何要使用开关模式电源？
一个脱口而出的回答是：效率高。在SMPS中，晶体管运作于开关模式而不是线性模式。这意味着，当晶体管导通并传导电流时，其电源通路两端的电压降是最小的。当晶体管关断并隔离高电压时，其电源通路中几乎没有电流通过。因此，半导体晶体管很像一个理想的开关，晶体管中的功率损失得到了最大限度的减少。高效率、低功率耗散和高功率密度（小尺寸）是设计师用SMPS替代线性稳压器或LDO（特别是在高电流应用中）的主要原因。例如：现今的12VIN、3.3VOUT开关模式同步降压型电源通常能够实现>90%的效率，而线性稳压器效率则不到27.5%。这意味着SMPS至少可以使功耗和尺寸减少8倍。

最普及的开关电源––降压型转换器
图1示出了最简单和最普及的开关稳压器––降压型DC/DC转换器的操作模式和典型波形。其具有两种操作模式，取决于晶体管Q1是接通还是关断。为了简化讨论，假设所有的功率器件都是理想的。当开关（晶体管）Q1接通时，开关节点电压VSW=VIN，而且电感器L电流由（VIN – VO）充电。图1(A)示出了该电感器充电模式中的等效电路。当开关Q1关断时，电感器电流通过续流二极管D1，如图1(B)所示。开关节点电压VSW= 0V，电感器L电流由VO负载放电。由于理想电感器L不能在稳态中拥有直流电压，因此平均输出电压VO可由下式给出：  

（1）

图1：降压型转换器操作模式和典型波形

式中的TON为开关周期TS之内的导通时间间隔。如果把TON/TS之比定义为占空比D，则输出电压VO为：

（2）

当滤波电感器L和输出电容器CO的数值足够高时，输出电压VO是一个仅具有mV级纹波的DC电压。在这种场合中，对于一个12V输入降压电源，从概念上讲27.5% 的占空比可提供一个3.3V的输出电压。

Buck电路的功率损耗
在采用理想组件（在导通状态中电压降为零，并具有零开关损耗）的情况下，理想降压转换器的效率可达100%。在现实中，功率耗散始终与每一种功率组件有关。在SMPS中有两类损耗：DC直流传导损耗和AC动态开关损耗。

DC 传导损耗
降压转换器的传导损耗主要源于晶体管 Q1、二极管D1和电感器L在传导电流时其两端的电压降。为简化讨论，在下面的传导损耗计算中忽略电感器电流的AC 纹波。倘若将MOSFET用作功率晶体管，则MOSFET的传导损耗等于IO 2 • RDS(ON) • D，式中的RDS(ON)为MOSFET Q1的导通电阻。二极管的传导功率损耗等于IO • VD • (1 – D)，式中的VD为二极管D1的正向电压降。电感器的传导损耗为IO 2 • RDCR，式中的RDCR是电感器绕组的铜电阻。

例如：一个12V 输入、3.3V/10AMAX 输出降压电源可以使用下面的组件：MOSFET RDS(ON) = 10mΩ，电感器RDCR = 2mΩ，二极管正向电压VD=0.5V。因此，满负载时的传导损耗为：
PCON_LOS = 102 • 10 • 10–3 • 0.275 + 10 • 0.5 • (1 – 0.275) + 102 • 2 • 10–3(W) = 0.275W + 3.62W + 0.2W = 4.095W   （3）

如果只考虑传导损耗，则转换器效率为：

上面的分析表明：续流二极管产生3.62W的功率损耗，远远高于MOSFET Q1和电感器L的传导损耗。如需进一步改善效率，可用一个MOSFET Q2来替代二极管D1 。这种转换器被称为同步降压型转换器。Q2的栅极需要与Q1栅极互补的信号，也就是Q2只在Q1断开的时候导通。同步降压型转换器的传导损耗为：PCON_LOSS = IO2 • RDS1(ON) • D + IO2 • RDS2(ON) • (1– D) + IO2 RDCR（5）

如果还把一个10mΩ RDS(ON) MOSFET用于Q2，则同步降压型转换器的传导损耗和效率为：
PCON_LOS = 102 • 0.015 • 0.275 + 102 • 0.015 • (1 – 0.275) + 102 • 2 • 10–3(W) = 0.275W + 0.725W + 0.2W = 1.2W（6）

上例表明：同步降压型转换器的效率高于传统的降压转换器，特别是对于那些占空比很小和二极管D1传导时间很长的低输出电压应用。

AC 开关损耗
除了DC传导损耗之外，还存在其他由非理想功率组件引起并与AC开关操作相关的功率损耗。

1）MOSFET开关损耗

实际的晶体管其接通和关断需要时间。所以，在接通和关断瞬变期间存在电压和电流重迭，这会产生AC开关损耗。图2示出了同步降压型转换器中的MOSFET Q1的典型开关波形。顶端FET Q1的寄生电容器CGD之充电和放电以及电荷QGD决定了大部分的Q1开关时间和相关损耗。在同步降压转换器中，底端FET Q2的开关损耗很小，这是因为Q2始终在其体二极管导电之后接通，而在其体二极管导电之前则被关断，同时体二极管两端的电压降很低。然而，Q2的体二极管反向恢复电荷也会增加顶端 FET Q1的开关损耗，并产生开关电压振铃和EMI噪声。由（8）式可看出：控制FET Q1的开关损耗与转换器的开关频率fs成比例。Q1的能量损耗EON和EOFF之准确计算并不简单，不过可以在MOSFET供货商的应用手册里找到。

（8）

图2：降压转换器中的顶端FET Q1的典型开关波形和损耗

2）电感器磁芯损耗PSW_CORE

实际的电感器也具有一个与开关频率成某种函数关系的AC损耗，电感器AC损耗主要源自磁芯损耗。在高频SMPS中，磁芯材料可能是铁粉或铁氧体。一般来说，铁粉芯的饱和过程比较舒缓，但具有高的磁芯损耗，而铁氧体材料的饱和过程虽然较为急剧，但磁芯损耗较少。铁氧体是陶瓷铁磁材料，其具有一种由氧化铁与氧化锰或氧化锌的混合物构成的晶体结构。磁芯损耗主要是由于磁滞损耗引起的。磁芯或电感器制造商通常都提供了磁芯损。

3）其他的AC相关损耗

其他与AC相关的损耗包括栅极驱动器损耗PSW_GATE （其等于VDRV • QG • fS）和死区时间（当顶端FET Q1和底端FET Q2均处于关断状态时）体二极管传导损耗，其等于(ΔTON + ΔTOFF) • VD(Q2) • fs。

总之，与开关操作相关的损耗包括：
PSW_LOSS=PQ1_SW+PCORE_SW+PDRV+PDEADTIME   （9）

开关操作相关损耗的计算通常并不容易，其与开关频率fS成比例。在12VIN、3.3VO/10AMAX同步降压型转换器中，当开关频率为200 kHz至500kHz时，AC损耗引起的效率损失大约为2%到5%。所以在满负载时的总效率约为93%，这仍然远远好于LR或LDO电源。发热量或尺寸可缩减将近10倍。

纸上谈兵了那么多，下面将要谈一些电力电子教科书上不会说的东西…

功率 MOSFET 的选择
选择用于降压转换器的MOSFET，首先需确定其最大VDS额定值高于电源输入电压VIN（MAX）并具有足够的裕量。然而，不要选择额定电压过高的FET。例如：对于一个16VIN(MAX)电源，额定电压为25V或30V的FET就很适合。额定电压为60V的FET 就过高了，因为FET的导通电阻常常随额定电压的提高而增大。

其次，FET的导通电阻RDS(ON) 和栅极电荷QG (或QGD) 是两个最关键的参数。通常需要在栅极电荷QG与导通电阻RDS(ON)之间进行权衡取舍。一般而言，小面积硅芯片尺寸的FET具有低QG，但导通电阻RDS (ON)很高；而采用大面积硅芯片的FET则具有低RDS(ON)，但QG很大。

在降压转换器中，顶端 MOSFET Q1兼具传导损耗和AC开关损耗。Q1通常需要采用低QG FET，特别是在具有低输出电压和小占空比的应用中。低压侧的同步 FET Q2具有小的AC损耗，因为它常常在其VDS电压接近于零时接通或关断。在此场合中，对于同步FET Q2而言，低RDS(ON)比QG更重要。当单个FET不能处理总功率时，可把多个MOSFET并联起来使用。

开关频率优化
一般而言，较高的开关频率意味着较小尺寸的输出滤波器组件L和CO。因此，可以缩减电源的尺寸和成本。另外，相应的较高的带宽还能改善负载瞬态响应。然而，较高的开关频率也意味着较高的AC相关功率损耗，这就需要采用较大的电路板空间或散热器来限制热应力。目前，对于≥10A的输出电流应用，大多数降压电源均工作于100kHz至1MHz ~ 2MHz的频率范围。对于 每款设计而言，最佳的设计都是谨慎权衡尺寸、成本、效率等参数后的结果。

输出电感器的选择
在同步降压转换器中，电感峰~峰纹波电流可采用下式计算：

（10）

对于一个给定的开关频率，低电感将产生大的纹波电流并导 致大的输出纹波电压。大纹波电流还会增加 MOSFET RMS （有效值）电流和传导损耗。另一方面，高电感值意味着大的电感器尺寸，并有可能导致很高的电感器DCR 电阻和传导损耗。一般来说，当挑选电感器时，应选择 10% ~ 60% 的峰峰纹波电流与最大DC电流之比。电感器供货商通常规定了DCR、RMS （加热）电流和饱和电流额定值。应在供应商指定的最大额定值范围内设计电感器的最大DC电流和峰值电流，这一点是很重要的。

输入和输出电容器的选择
首先，应选择具有足够电压降额的电容器。降压型转换器中的输入电容器具有脉冲开关电流和大的纹波。因此，应选择具有足够 RMS 纹波电流额定值的输入电 容器以确保其寿命。在输入端上通常并联使用铝电解电容器和低 ESR 陶瓷电容器。 输出电容器不仅决定了输出电压纹波，而且也决定了负载瞬 态性能。输出电压纹波可采用（11）式计算。就高性能应用而言，ESR 和总电容对于最大限度地抑制输出纹波电压和 优化负载瞬态响应都是十分重要的。通常，低ESR钽电容器、低 ESR 聚合物电容器和多层陶瓷电容器（MLCC）是上佳的选择。

（11）

说了这么多，是不是遵守以上的规则就可以设计出很好很NB的开关电源了？不过这才刚刚开始，开关电源最核心的部分在于它的环路设计、补偿及控制策略，这些都是电源IC厂家绞尽脑汁去奋斗优化的地方。