宽带放大器稳定时间的测量

宽带放大器用于仪表、波形合成、数据采集，以及反馈控制系统。为保证这类系统的稳定设计，必须验证高速下的精密运算。这一要求带来了困难的测量挑战。宽带运放具有0.2 mV的偏压直流精度，增益带宽为400 MHz，转换速率为2500V/μs（参考文献1）。IC设计者要在快速转换速率与短振铃时间之间作出权衡。快速转换放大器一般会延长振铃时间。这种组合使选择放大器和频率补偿工作更加复杂化（见附文1：“对放大器补偿的实际考虑”）。另外，极快放大器的架构一般会导致折衷，这也会使直流误差指标降级。

稳定时间的定义

验证放大器直流规格是一件相对简单的事。各种文献都定义了要使用的测量技术。而要获得可靠的交流规格，则需要采用更复杂的方法。无论何种速度下的测量都需要仔细小心。动态测量尤其具有挑战性，而放大器稳定时间也很难确定。稳定时间是从施加一个输入，直到呈现输出，并且在围绕最终值的一个规定误差带内保持的延续时间。放大器厂商通常在满量程转换上设定这个规格。

稳定时间包含三个各异的成分（图1）。延迟时间较小，几乎完全来源于放大器的传播延迟。在这一期间，没有输出的动作。在转换时间内，放大器以最快的速度走向最终值。振铃时间定义的是放大器从回转中恢复出来，并在某个预定误差带内停止动作的区间。对纳秒级稳定时间的测量需要精细的方案和实验技能。

稳定时间的传统测量方式是用一个虚假汇总节点（false-sum-node）技巧（图2）。电阻与放大器构成一个桥网络。当驱动放大器的输入端时，如果电路采用的是理想电阻，则输出端会步进到输入电压。在转换周期内，几只连接到稳定节点的二极管限制了电压的偏移。当稳定发生时，示波器探头电压应为0V。电阻分压器的衰减使探头的输出电压等于稳定电压的一半。

理论上，应可以观察到此电路快速地稳定至小波幅。但实际上不可能依靠它作有用的测量。这个电路有几个缺点，包括要求输入脉冲有一个在所需测量极限内的平顶。一般情况下，对5V步长，感兴趣的稳定电压小于5 mV。所有通用的脉冲发生器都不能将输出幅度和噪声保持在这些极限值内。您无法区分出发生器产生的误差和与放大器相关的误差。

示波器连接也会带来问题。随着探头电容的增加，电阻结的AC负载也影响着观测到的稳定波形。1×的输入电容过高，因此不适用这种测量。10×探头的衰减会损及示波器的增益，并且它10 pF的输入电容仍然会在纳秒级速度下产生明显的滞后。如果使用一个有源的1×、1pF FET（场效应晶体管）探头，则可以大大减轻这个问题，但仍有更严重的问题。

在放大器转换期间，可以在稳定节点使用箝位二极管，降低电压摆幅。这种方案的目标是防止电路对示波器输入端的过驱动。不幸的是，肖特基二极管上400 mV的压降意味着示波器要承受一个不可接受的过载。对不同型号和品牌的示波器，其过驱恢复特性有很大的差异，厂商通常并不给出它的规格。在0.1%分辨率时，示波器一般会在10 mV/刻度时承受10倍的过驱，因此难以获得所需要的2.5 mV基准线。

用这种办法，没有希望在纳米速度下进行测量。

因此，要测量宽带放大器的稳定时间，就需要一种能以某种方式抑制过驱动的示波器，以及一个平顶脉冲发生器。唯一提供固有过驱动抑制能力的示波器技术是经典的模拟采样示波器。不要将这些示波器与有过驱动约束的现代数字采样示波器相混淆。有些**解释了经典采样示波器的工作原理。尽管可以买到一些这类二手的仪器，但它们的厂商已不再生产了。不过，您可以借鉴经典模拟采样示波技术的过载优点，自己做出一个电路。另外也可以使电路具备用作纳秒稳定时间测量的特性。

避免平顶脉冲发生器需求的方法是作电流转换，而不是电压。控制一个快速稳定的电流进入放大器的汇总节点，要比控制一个电压更容易。这种方案减轻了输入脉冲发生器的工作，不过仍然必须有约1ns的上升时间，以避免测量误差。

实际测量

一个可以测量宽带放大器稳定时间的电路具有了经典方法的特性，不过还表现出了某些新东西（图3）。示波器通过一个开关连接到稳定点。通过从输入脉冲触发一个延迟脉冲发生器，可确定开关的状态。延迟脉冲发生器的时序安排是，稳定接近完成时才闭合开关。用这种方式，可以从时间和波幅两个方面采样进入的波形。示波器上没有任何后台动作；因此也不会出现示波器过驱动的问题。

开关是在放大器的汇总节点上，用输入脉冲控制。这个开关通过一个电压驱动电阻，门控进入放大器的电流。这种方案消除了对平顶脉冲发生器的需求，不过开关必须足够快速，并且没有驱动效应。

要更详细的话，可将延迟脉冲发生器分离成为一个延迟部分和一个脉冲发生器，从而可以分别改变它们（图4）。示波器的输入端有一部分用于补偿稳定时间测量路径的传播延迟。同样，其它延迟也补偿了采样门的脉冲发生器传播延迟。这个延迟产生了一个脉冲的相位提前版，它触发待测放大器去驱动采样门的脉冲发生器。这种方案做到了采样门与脉冲发生器传播延迟的无关性，从而改进了最小可测安全时间。

图4电路最突出的新东西是二极管桥开关以及乘法器IC。二极管桥与匹配的低电容肖特基二极管与高速驱动相结合，得到明确的开关动作。这个桥快速地切换进入放大器汇总点的电流，稳定时间在1 ns内。对地箝位的二极管可防止过高的桥驱动摆幅，保证没有不理想的输入脉冲特性。

对采样门乘法器IC有严格的要求。它必须有准确的通带信号路径信息，而不会带入特殊的成分，尤其是对那些源于提供采样门脉冲的开关指令通道。FET或采样二极管桥可能是采样门开关的常见选择。但FET有寄生的栅极-通道间电容，会在信号路径中产生较大的栅极驱动馈通。在几乎所有FET中，这种馈通多数时候都大于观测的信号，会带来示波器过载，掩盖了开关的作用。二极管桥好一些；消除它的小寄生电容较简单，并且其对称的差分结构可获得低的馈通。但是，桥需要作DC和AC修整，还要复杂的驱动与支持电路。

为避免这些问题，采样门乘法器IC用作一个有低馈通的宽带高分辨率开关。这种方案最大的优点就是可以将开关控制通道保持在带内。转换速率保持在乘法器IC的250MHz通带内。乘法器宽的带宽意味着总能控制开关指令的转换，不存在带外的响应，这大大减少了馈通和寄生效应。

稳定时间的电路

你可以通过一个反相器A的延迟网络与一个由类似反相器C构成的驱动级，用输入脉冲切换输入桥（图5）。延迟补偿了采样门控脉冲发生器的延迟响应。这一步确保了在放大器待测转换时间结束后，立即出现采样门的脉冲。延迟范围的选择使采样门脉冲可以出现在放大器转换前。这种性能在正常工作时是没有用的，虽然它可以保证你总能捕捉到稳定间隔。

C反相器构成了一个非反相驱动级，用于二极管桥的切换。通过各种调整，可以优化驱动器的输出脉冲形态（见附文2“稳定时间电路的修正过程”）。这种方案为二极管桥提供了一个干净而快速的脉冲。高保真的脉冲不会有无阻尼的成分。它能防止产生辐射和破坏性的地电流，避免降低测量噪声背景的等级。驱动器还激活B反相器，它为示波器提供一个时间相关的输入级。

驱动器的输出脉冲通过1N5712二极管箝位的正向压降，以不到1ns的时间转换。这个转换使二极管桥产生了一个几乎瞬时的切换。干净的稳定电流进入放大器待测汇总点，产生了一个成比例的放大器输出动作。用一只拉至-5V的1kΩ电阻，为放大器的汇总点建立一个负偏流。该电流与输入电流级相结合，产生一个-2.5V?+2.5V的放大器输出转换。这个放大器输出再送至一个偏置在5V的分压器。调整电位器至一个标称500Ω值，使得当待测放大器转换到-2.5V时，由两只肖特基二极管箝位的结点电压转换为0V。缓冲放大器卸载这个箝位稳定结点，为AD835乘法器IC提供稳定时间信号。

进入乘法器IC的其它信号路径使用一只20kΩ的电位器，设定输入脉冲的延迟时间。这个电位器馈送至三个比较器，用一只2kΩ电位器设定延迟脉冲宽度。这一步设定了采样门的导通时间。Q1级使采样门的脉冲成为一个干净而快速的上升时间。这种技术为采样门的乘法器IC提供了纯净、已校正幅度的on/off切换指令。适当的采样门脉冲延迟设置意味着示波器在稳定时间彻底结束前，不会看到任何输入，从而消除了示波器过驱问题。通过调整采样窗口的脉冲宽度，可以观测到所有剩余的稳定动作。这种方式下，示波器的输出是可靠的，可以获得有意义的数据。

性能结果

电路的工作性能很好（图6）。轨迹A是时间校正后的输入脉冲，轨迹B是放大器的输出，而轨迹C是采样门的脉冲，轨迹D是稳定时间的输出。在说明波形的位置时，要注意轨迹B相对于时间校正后的轨迹A有时滞。这种时滞说明了轨迹B在轨迹A前的虚假动作。当采样门的脉冲升高时，采样门作整齐的切换。您可以方便地观测到放大器摆动的最后20 mV。另外还可以看到整个振铃时间，以及放大器很好地稳定到一个最终值。

当采样门的脉冲变低时，采样门只需要2 mV的馈通就可关闭。任何时候都不会出现其它动作，永远不会使示波器过载。

可以通过调整示波器的垂直与水平刻度，使稳定的细节更清楚（图7）。稳定时间的测量开始于经时间校正的输入脉冲。另外，稳定信号幅度是针对放大器作校正，而不是稳定节点。这种方案消除了由稳定节点电阻比所造成的歧义。轨迹A是经时间校正的脉冲，而轨迹B则是稳定的输出。您可以很容易地观测到最后50 mV的转换。

对待测放大器反馈电容CF的优化后，放大器可在9 ns内，稳定在5 mV（或0.1%）中（见附文1“对放大器补偿的实际考虑”）。

将采样窗口或放大器转换向后调到最后50 mV，是一种好的做法。这个步骤使您能够观测到振铃时间的起始，而不会造成示波器的过驱。基于采样的方案提供了这种能力，并且它还是一种强大的测量工具。较慢的放大器可能需要扩展的延迟、采样窗口时间，或两者。可以在脉冲发生器的延迟时序网络中采用较高值电容，满足这些需求。

验证结果

基于采样的稳定时间电路看似是一种有用的测量方案。确保信心的一个好方式是用一种替代方法做相同的测量，看结果是否相符。

经典的采样示波器本身就能抑制过驱。可以利用这种特性，尝试在箝位的稳定节点处直接测量稳定时间（图8）。电路通过4S1垂直插件和5T3时序插件，给了一台Tektronix 661型示波器很大的过驱，但该仪器明显能抵御这个损害（图9）。轨迹A是经时间校正的输入脉冲，而轨迹B是稳定信号。虽然有野蛮的过驱，但示波器响应明确，给出了一个合理的稳定信号。

可以目视对结果作比较（图9与图10）。理想情况下，如果两个方案都有很好的测量技术，并且正确地构建，结果应该是一样的。如果是这种情况，则两种方法产生的数据均有很高的有效概率。两种测量方法确定显示有近乎一致的稳定时间，以及高度类似的稳定波形标志。这种一致性为测量结果提供了高度的可靠性。噪声背景与信号馈通都有2mV的幅度分辨率限制。时间分辨率的极限对5mV的稳定约为2ns。