特征
●4.5V至27V工作输入电压范围
●70mΩ内部NFET，效率：高达95%
●内部软启动；输出电压可调低至0.8V
●2A连续输出电流
●固定式370kHz脉冲宽度调制操作
●逐周电流限制
●短路保护
●热关机；小型SO-8包装
应用
●负载点DC/DC转换
●机顶盒
●DVD驱动器和硬盘驱动器；液晶显示器和电视
●电缆调制解调器
●电信/网络/数据通信设备
一般说明
AOZ1210是一款高效、简单易用的2A降压调节器，具有足够的灵活性，可以针对各种应用进行优化。AOZ1210在4.5V到27V的输入电压范围内工作，在每个降压调节器输出上提供高达2A的连续输出电流。输出电压可调低到0.8V。
典型应用
订购信息
引脚配置
管脚说明
方块图
典型性能特征
图1的电路。TA=25°C，VIN=VEN=24V，VOUT=3.3V，除非另有规定。
效率曲线
详细说明
AOZ1210是一个电流模式降压调节器，带有集成的高压侧NMOS开关。它在4.5V到27V的输入电压范围内工作，并提供高达2A的负载电流。占空比可以从6%调整到85%，允许输出电压范围很宽。功能包括：启用控制、上电复位、输入欠压锁定、固定内部软启动和热关机。
AOZ1210有SO-8包装。
启用和软启动
AOZ1210具有内部软启动功能，可限制冲击电流，并确保输出电压平稳上升至调节电压。当输入电压上升到4.1V且EN引脚上的电压高时，软启动过程开始。在软启动过程中，输出电压通常在6.8ms内变为调节电压，6.8ms软启动时间在内部设定。
如果不使用启用功能，则将EN引脚连接到V。将EN拔到地将禁用AOZ1210。不要让门开着。EN引脚上的电压必须高于2.5 V才能启用AOZ1210。当EN引脚上的电压低于0.6V时，AOZ1210被禁用。如果应用电路要求禁用AOZ1210，则应使用开路漏极或开路集电极电路与EN引脚连接。
稳态运行
在稳态条件下，变换器以固定频率和连续导通模式（CCM）工作。
AOZ1210集成了一个内部N-MOSFET作为高压侧开关。电感电流是通过放大漏极到高压侧功率MOSFET源极的压降来检测的。由于N-MOSFET需要高于输入电压的栅极电压，因此连接在LX和BST管脚之间的升压电容驱动栅极。当LX较低时，升压电容器充电。从LX到GND的内部10Ω开关用于确保即使在轻载情况下也将LX拉到GND。输出电压由FB引脚处的外部分压器降低。通过内部跨导误差放大器放大FB管脚电压与参考电压的差。将显示在COMP引脚上的错误电压与电流信号进行比较。电流信号是在PWM比较器输入端的电感电流信号和斜坡补偿信号的总和。如果电流信号小于错误电压，则内部高压侧开关接通。电感电流从输入通过电感流向输出。当电流信号超过错误电压时，高压侧开关断开。电感电流通过肖特基二极管自由地传递到输出端。
开关频率
AOZ1210开关频率由内部振荡器固定和设置。开关频率设置为370kHz。
输出电压编程
输出电压可以通过反馈输出到FB引脚和电阻分压网络来设置。在图1所示的应用电路中。电阻分压器网络包括R和R。通常，设计是通过选取一个固定的R值并用下面的公式计算所需的R值开始的。
表1列出了最常用输出电压R和R的一些标准值。
R和R的组合应足够大，以避免从输出端吸取过多的电流，从而造成功率损耗。
保护特性
AOZ1210具有多重保护功能，可防止在异常情况下损坏系统电路。
过电流保护（OCP）
感应电感电流信号也用于过电流保护。由于AOZ1210采用峰值电流模式控制，所以COMP管脚电压与峰值电感电流成正比。COMP pin电压内部限制在0.4V和2.5V之间。电感的峰值电流是自动限制周期。
逐周电流限制阈值在内部设置。当负载电流达到电流限制阈值时，逐周电流限制电路立即关闭高压侧开关以终止当前占空比。感应器电流停止上升。循环电流限制保护直接限制电感峰值电流。由于峰值电感电流的限制，平均电感电流也受到限制。当触发逐周电流限制电路时，输出电压随占空比降低而下降。
AOZ1210具有内部短路保护，以防止在输出短路条件下发生灾难性故障。FB引脚电压与输出电压成正比。当FB引脚电压低于0.2V时，触发短路保护电路。为防止电流限制在comp pin电压高于2.1V时消失，还触发短路保护。结果，转换器被关闭，并且在等于正常开关频率的1/16的频率处打嗝。短路故障排除后，变频器将通过软启动启动。在短路保护模式下，电感的平均电流因其低干扰频率而大大降低。
上电复位（POR）
上电复位电路监测输入电压。当输入电压超过4.3V时，变频器开始工作。当输入电压低于4.1V时，变频器将停止切换。
热保护
内部温度传感器监测接头温度。当结温超过145°C时，关闭内部控制电路和高压侧NMOS。当结温降至100°C时，调节器将在软启动电路的控制下自动重启。
应用程序信息
基本的AOZ1210应用电路如图1所示。部件选择说明如下。
输入电容器
输入电容器（图1中的C）必须连接到AOZ1210的V引脚和GND引脚，以保持稳定的输入电压并过滤掉脉冲输入电流。输入电容器的额定电压必须大于最大输入电压+纹波电压。
输入纹波电压可由下式近似：
由于buck变换器的输入电流是不连续的，因此在选择电容器时，输入电容器上的电流应力是另一个需要考虑的问题。对于降压电路，输入电容电流的均方根值可通过以下公式计算：
如果m等于转换比：
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计算输入电容器均方根电流与电压转换率之间的关系，如图2所示。可以看出，当V为V的一半时，C的电流应力最大。CIN的最大电流应力为0.5x Io。
为了可靠运行和最佳性能，输入电容器必须在最坏的工作条件下具有高于I的额定电流。陶瓷电容器由于其低ESR和高纹波电流额定值而成为输入电容器的首选。根据应用电路的不同，也可以使用其他低ESR钽电容器或铝电解电容器。在选择陶瓷电容器时，X5R或X7R型介电陶瓷电容器因其更好的温度和电压特性而成为首选。注意，电容器制造商的纹波电流额定值基于一定的使用寿命。实际设计要求可能需要进一步降低额定值。
感应器
电感器是用来提供恒定的电流输出时，它是由一个开关电压驱动。对于给定的输入输出电压，电感和开关频率共同决定了电感纹波电流，即：
电感电流峰值为：
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高电感提供低电感纹波电流，但需要较大尺寸的电感以避免饱和。低纹波电流降低电感铁心损耗。它还降低了通过电感和开关的均方根电流，从而减少了传导损耗。
选择电感器时，确保即使在最高工作温度下也能处理峰值电流而不饱和。
电感接受降压电路中的最高电流。电感器上的传导损耗需要检查是否符合热效率要求。
coilcraft、Elytone和Murata提供不同形状和样式的表面贴装感应器。屏蔽电感体积小，辐射电磁干扰小。但它们的价格比无屏蔽电感器还高。选择取决于电磁干扰要求、价格和尺寸。
输出电容器
根据直流输出电压额定值、输出纹波电压规格和纹波电流额定值选择输出电容器。
所选输出电容器的额定电压规格必须高于最大期望输出电压（包括纹波）。长期可靠性需要考虑降级。
输出纹波电压规格是选择输出电容器的另一个重要因素。在buck变换器电路中，输出纹波电压由电感值、开关频率、输出电容值和ESR决定。可通过以下公式计算：
式中：CO为输出电容值；ESRCO是输出电容器的等效串联电阻。
当采用低ESR陶瓷电容器作为输出电容器时，电容器在开关频率下的阻抗占主导地位。输出纹波主要由电容值和电感纹波电流引起。输出纹波电压计算可简化为：
当开关频率的ESR阻抗占主导地位时，输出纹波电压主要由电容ESR和电感纹波电流决定。输出纹波电压计算可进一步简化为：
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对于整个工作温度范围内较低的输出纹波电压，X5R或X7R介质型陶瓷或其他低ESR钽电容器或铝电解电容器也可用作输出电容器。
在buck变换器中，输出电容电流是连续的。输出电容器的均方根电流由电感的峰间纹波电流决定。计算方法如下：
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通常，由于低电流应力，输出电容器的纹波电流额定值是一个较小的问题。当降压电感选择很小，电感纹波电流较大时，输出电容会产生过应力。
肖特基二极管选择
当高压侧NMOS开关关闭时，外部自由转动二极管向电感提供电流。为了降低二极管正向压降和恢复损耗，推荐使用肖特基二极管。所选肖特基二极管的最大反向电压额定值应大于最大输入电压，电流额定值应大于最大负载电流。
回路补偿
AOZ1210采用峰值电流模式控制，易于使用和快速瞬态响应。峰值电流模式控制消除了输出L&C滤波器的双极效应。大大简化了补偿回路的设计。
采用峰值电流模式控制，buck功率级在频域上可以简化为一极一零系统。极点是主极点，可通过以下公式计算：
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由于输出电容及其ESR，零点是ESR零点。其计算方法如下：
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式中：CO是输出滤波电容器，RL是负载电阻值，并且ESRCO是输出电容器的等效串联电阻。
补偿设计实际上是通过改变变换器的闭环传递函数来获得期望的增益和相位。AOZ1210可以使用几种不同类型的补偿网络。在大多数情况下，连接到COMP管脚的串联电容和电阻网络设置极零点，足以实现稳定的高带宽控制回路。
在AOZ1210中，FB引脚和COMP引脚是内部跨导误差放大器的逆变输入和输出。连接到COMP的串联R和C补偿网络提供一极和一零。杆子是：
式中：GEA为误差放大器跨导，为200×10-6A/V，GVEA是误差放大器电压外部补偿网络给出的零点，电容器CC（图1中的C5）和电阻器RC（R1 在图1），位于：
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为了设计补偿电路，必须选择目标交叉频率f作为闭环。系统交叉频率是控制回路具有单位增益的地方。交叉频率也称为转换器带宽。通常，较高的带宽意味着对负载瞬态的更快响应。但是，由于系统稳定性问题，带宽不应该太高。在设计补偿回路时，必须考虑变换器在所有线路和负载条件下的稳定性。
通常，建议将带宽设置为小于开关频率的1/10。建议选择小于30kHz的交叉频率。
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选择RC和CC的策略是设置cross用RC过频并设置补偿器零点与CC。使用选定的交叉频率fC计算RC：
其中，fC是期望的交叉频率，VFB为0.8V，GEA是误差放大器跨导，为200x10-6A/V，和GCS是电流检测电路的跨导，它是5.64A/V。
补偿电容器CC与电阻RC归零。这个零被放在靠近控制极fp1，但低于所选极的1/5交叉频率。抄送可以由以下人员选择：
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上述方程式也可简化为：
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可在上找到一个易于使用的应用软件，该软件有助于设计和模拟补偿回路。
热管理和布局考虑
在AOZ1210降压调节器电路中，高脉冲电流流过两个电路回路。第一个回路从输入电容、V引脚、LX引脚、滤波电感、输出电容和负载开始，然后通过接地返回输入电容。当高压侧开关接通时，电流在第一个回路中流动。第二个回路从感应器开始，到输出电容器和负载，到AOZ1210的GND引脚，到AZ1210的LX引脚。当低压侧二极管打开时，电流在第二个回路中流动。
在PCB版图中，最小化两个回路的面积可以降低电路的噪声，提高效率。建议使用接地平面连接AOZ1210的输入电容器、输出电容器和GND引脚。
在AOZ1210降压稳压器电路中，三个主要的功率耗散元件是AOZ1210、外部二极管和输出电感。变换器电路的总功耗可以用输入功率减去输出功率来测量。
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电感的功耗可以通过电感的输出电流和DCR近似计算。
二极管的功耗为：
实际的AOZ1210结温可以通过AOZ1210中的功耗和结到环境的热阻抗来计算。
AOZ1210的最高结温为145°C，限制最大负载电流能力。
AOZ1210的热性能受PCB版图的影响很大。在设计过程中，用户应注意确保集成电路在推荐的环境条件下工作。
为了获得最佳的电气和热性能，下面列出了一些布局提示。图3是一个布局示例。
1、不要使用到V和接地引脚的散热连接。在GND引脚和V引脚上注入最大的铜区域，以帮助散热。
2、输入电容器应尽可能靠近V和GND引脚。
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