本设计利用锁相环倍频、比较器过零触发和单片机DA产生与输入信号同频同相且幅值可控的正弦波，作为DC-AC电路的输入参考信号，其中DC-AC电路采用D类功放中自激反馈模型，利用负反馈的自激振荡产生SPWM波，实现了输出波形的内环控制。单片机实时采集入口电压电流并计算，实现最大功率点的跟踪，完成了题目的要求。在30欧额定负载下，实测效率高达89%，失真度极低。频率相位均能实现小于1秒的快速跟踪，跟踪后相差小于1秒的快速跟踪，跟踪后相差小于0.9度，且具有欠压、过流保护及自恢复功能。
关键词：锁相环；DC-AC；MPPT
一、方案论证与比较
DC-AC逆变方案比较：
方案一：用DSP或FPGA产生SPWM信号驱动半桥或全桥式DC-AC变换器，经输出LC滤波后得到逆变信号。此方案的缺点在于SPWM控制为开环，在功率电源和负载变化时难以保证波形的失真度满足题目要求。
方案二：采用D类功放中自振荡式模型的逆变拓扑，利用负反馈的高频自激产生所需的PWM开关信号。此方案为闭环系统，在功率电源和负载变化时波形基本无失真，且硬件电路简单。因此本设计采用了方案二。
锁相锁频方案比较：
方案一：用DSP或FPGA产生SPWM信号驱动半桥或全桥式DC-AC变换器，经输出LC滤波后得到逆变信号。此方案的缺点在于SPWM控制为开环，在功率电源和负载变化时难以保证波形的失真度满足题目要求。
方案二：采用D类功放中自振荡式模型的逆变拓扑，利用负反馈的高频自激产生所需的PWM开关信号。此方案为闭环系统，在功率电源和负载变化时波形基本无失真，且硬件电路简单。因此本设计采用了方案二。
最大功率点跟踪方案比较：
方案一：采用经典MPPT算法，对光伏阵列的输出电压电流连续采样，寻找dP/dU为零的点，即为最大功率点。
方案二：使用模糊逻辑控制（Fuzzy Logic Control）等现代MPPT跟踪方法。这类算法的优点是对于非线性的光伏发电系统能够取得良好的控制效果，但控制方法复杂，系统开销很大，故未采用此方案。
利用锁相环CD4046可以实现输入信号的倍频和同步，输入频率45-55Hz，经256倍频后为11.52KHz-14.08KHz信号，送给单片机作为系统同步的时钟。单片机用DDS原理产生幅度可调的正弦信号，此时钟作为D/A输出的时钟，即可追踪输入信号的相位和频率。此正弦信号送给本设计中自闭环的DC-AC逆变器作为输入，输出电压就可以与参考输入Uref同频同相。为保证快速锁定，需要调整R1、R2、C1的值使锁相环中心频率稳定在50Hz。
2.MPPT最大功率点跟踪的实现：
本设计采用MSP430F169单片机，它有两路D/A、8路A/D，可以轻松地实现连续的电压电流采集。单片机由此数据计算出实时功率后根据MPPT算法自动调整，当dP/dU>0时通过增加系统的输入阻抗增加实际得到的输入电压U以提高功率，反之则降低U，最终达到dP/dU=0的最大功率点跟踪。
3.提高效率方法：
开关电源电路设计中的主要损耗包括：场效应管的导通电阻损耗和开关损耗；滤波电路中电感和电容的损耗。综合考虑成本和性能，本电路选用了IRF540，其导通电阻仅为77毫欧，输入结电容为1700pF。在带载额定电流1A时，全桥的静态功耗P。=4*12×R=0.308W。由于滤波电感和电容工作在高频下，起储能释能作用，因此电感要尽量减小内阻，并保留1mm磁隙防止饱和，电容则要选取等效串联电阻ESR较小的高频低阻类型，以减小在电容上产生的功率损耗。本作品中所用的电感线圈为多股漆包线并绕以减小高频下导线集肤效应带来的损耗，并使用铁氧体材料的磁芯以减小其磁滞损耗。电容则选用聚丙烯电容，它具有较好的高频特性、稳定性和较小的损耗。
4.滤波参数设计：
滤波电感使用直径36mm磁罐，加1mm磁隙，用0.4mm漆包线5股并绕20匝，实测电感为200uH左右；为减小通带衰减，取截止频率为5kHz，百百倍于基频，得C=4.7uF。为进一步减小正弦波谐波分量，又用60uH铁粉环电感与0.68uF电容进行了二次滤波，最终效果比较理想。
由于负反馈在工频上是稳定的，因此输出的信号的放大倍数由R2与R4的分压比决定，而自振荡（产生的SPWM）频率可通过微调补偿网络中的电阻、电容值来调整，实际中综合考虑损耗和滤波电路的设计，选定频率约为28KHz左右，保证输出电压在功率电源HVDC范围内，比例放大系数选为12。
这种逆变器自身闭环，整个电路只使用一个比较器，可以根据负载的变化自动调整SPWM的占空比，使输入输出电压始终成比例关系。
在本设计中，使用两个上述的自振荡逆变器构成平衡桥式（Balanced Transformer Less）DC-AC变换器，以LM393作逆变的比较器，配合自带死区的IR21094浮栅驱动器驱动IRF540功率NMOS管，获得了较高的效率和极低的失真度。
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