C2000系列芯片在数字电源和电机控制中有着广泛的应用，在这些应用中，过流过压保护是必不可少的。TI 的Picollo系列芯片从F2802x开始，就已经集成了带DAC的片内比较器，通过DAC设定阈值，与采样信号分别送到片内比较器的正负输入端做比较，生成保护信号给到PWM模块封锁PWM输出，从而实现过流过压保护，响应速度快，无需额外再加比较器和基准电压。
C2000系列芯片的内置比较器主要可以分为如下两类：
不管是以上哪种类型的比较器，其输入正端都是直接连到ADC采样口（这个口用来采样需要监控的信息比如电压或电流），输入负端则可以选择连到内部的DAC输出或者另一个ADC采样口。本文将以比较器负端连到内部DAC输出为例（这也是最常见的一种用法），介绍内部比较器可能的误差来源及其矫正方法。
误差来源：
- static offset error，静态失调误差。
- 比较器滞环
- ADC基准和比较器内部DAC基准差异。
一、static offset error静态失调误差
现在假设我们希望的比较阈值为1.5V，当比较器正端输入电压大于1.5V时，比较器输出为1（高电平）；输入电压小于1.5V时，比较器输出0（低电平）。如果内部DAC的基准为3V，那么我们需要把DACVAL设定为2048使得DAC输出1.5V。在上面描述的这种情况下有两个地方会引入误差，一个是内部DAC的误差（offset error），另一个是比较器的误差（input referred offset error），这两个误差总称为static offset error，静态失调误差。
对于F28004x， F2807x，F2837x系列芯片，其规格书上都有static offset error这个参数，为±25mV。也就是说，虽然理论上DACVAL=2048可以得到1.5V的阈值，但是因为static offset error，比较器发生翻转时负端的电压可能在1.475V到1.525V之间，而这个值是多少你并不知道，所以就需要校准。校准方法就是，在比较器正端接上一个你需要的阈值电平，在关掉内部比较器滞环的条件下，让比较器的DACVAL从0逐渐增大到4095，再逐渐减小到0，这样比较器输出会有两次翻转，将这两次翻转时的DACVAL的值作平均，就是校正后的阈值电压对应的DACVAL的值。
如果不用内部的DAC生成比较阈值，比较器的正端和负端都接外部信号的话，那么就只需要考虑比较器的误差了。
二、比较器滞环
C2000比较器的滞环是可以设定的，COMPHYSCTL的COMPHYS位可以设定滞环的环宽，当环宽设定为0时也就意味着没有滞环。注意在规格书中，滞环的单位是LSB，所以它和CMPSS模块内部的DAC的参考有关。如果内部DAC的参考电压是3V，1LSB对应3V/4096=0.7mV。以F28004x，F2807x， F2837x为例，其滞环可以在12LSB, 24LSB, 36LSB, 48LSB中选择。
需要指出的是，加入滞环后，比较器从0翻转到1的阈值依然是之前校准过的值，而不会变成（校准过的值+1/2*滞环宽度），而从1翻转回0的阈值则会变成（校准过的值-滞环宽度），如下图所示：
三、ADC基准和比较器内部DAC基准的差异
在实际系统中，除了用比较器做硬件保护，通过AD采样来做软件保护也很常见。对于同一个电压或者电流信号，在考虑了前述静态失调误差和滞环后，有时候我们会发现ADC采样得到的值根本没到比较器DAC输出的阈值，但是比较器依然翻转了，这其中甚至会差到200个LSB。这是因为芯片ADC的基准电压和比较器内部DAC的基准电压不同导致的。
以F28004x，F2807x， F2837x为例，比较器内部DAC的基准默认来自于VDDA，可以配置成VDAC，而ADC的基准来自于VREFHI，VDDA默认供电是3V，而我们常用的内部ADC基准VREFHI是3.3V，这样，如果我们的比较器DACVAL设定为2048，那么比较器会在1.5V翻转，而此时ADC采样的值只有1.5V/3.3V*4096=1862。这就是因为ADC基准和比较器内部DAC基准的不同带来的差异，对于既需要做硬件保护，又需要做软件保护的信号，这一点需要特别注意。最简便的解决办法就是，将比较器内部的DAC基准配置为VDAC，同时将VDAC连到VREFHI上，使得两者的基准一致。
结论
本文以F28004x，F2807x，F2837x芯片为例，介绍了内置比较器的误差来源及校正方法，同时纠正了比较器滞环的错误理解。对于同一个信号既需要软件保护又需要硬件保护的系统，我们指出了导致软硬件保护阈值可能出现偏差的原因，同时给出了解决办法。正确使用C2000芯片内部比较器可以实现快速软硬件保护，提高系统整体可靠性，同时无需外部基准和比较器，节省PCB空间，是一个非常实用的模块。
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