与三年前的自己和十年前的史总对对话-压控电流源再分析

登录 · 发表于 2022-11-15 14:46

本帖最后由 jz0095 于 2022-11-15 14:53 编辑

我手头没有资料，到网上搜了一下，发现没有以前常见的入门框图。
我凭印象画了一个贴上来。如要更深入点的了解，可以到 Kesight 网上去找。
图中，上半部是 50 ohm S-参数测量系统原理图。2-端口一边的信号源定义了a2和b2的出口。
下半部是双定向耦合器原理图。耦合信号与各自主线信号的方向相反。
更详细的定向耦合器原理可以搜“定向耦合器” 或者 “双定向耦合器”（dual directional coupler）。

发表于 2022-11-15 14:55

乱了，多余的图删不掉。

发表于 2022-11-15 15:31

本帖最后由叶春勇于 2022-11-15 16:04 编辑

jz0095 发表于 2022-11-15 14:55
乱了，多余的图删不掉。

我到知网，翻到你年轻的时候的论文了《小信号下晶体管频率特性的完整表达》。
你论文里说低频难于区分低频入射波和反射波。看来我闹笑话了。知网有你好几篇论文。你80年代就研究计算机仿真分析，难怪你的书，倒数第二章，很快就搞懂，步骤都是有实际经验的。你的书的振荡部分，目前还不行，主要射频参数，接触的少。

发表于 2022-11-17 07:41

叶春勇发表于 2022-11-15 15:31
我到知网，翻到你年轻的时候的论文了《小信号下晶体管频率特性的完整表达》。
你论文里说低频难于区分低频 ...

你论文里说低频难于区分低频入射波和反射波。

这是指测量。定向耦合器在低频时因波长太长，受器件尺寸限制，测量频率不能太低。
但是这并不影响S参数在低频的应用，例如电阻网络S参数的频率可以到 0。

对于S参数在振荡器上的应用，你把它当做普通参数对待就行。先照公式计算，等到使用熟练后再慢慢理解原理。常用的公式是反射系数。对负阻的反射系数理解，是理解振荡自生原理的主要内容。书的内容可以跳着看。

发表于 2022-11-17 09:15

本帖最后由 jz0095 于 2022-11-17 09:30 编辑

叶春勇发表于 2022-11-13 19:06
谢谢你的指点。作为我帖子的主题，找到个45°的相位差就足够了。
但是我上面做了实验，mos管跟随器输出相 ...

我看过你的历史贴，说跟随器是正反馈问题。

我判断的要求是，采用同一标准，不能双标。指，要么都用Vbe评价，要么都用端口反馈表现评价。
我使用端口表现评价。公认的CE放大器并联反馈是负反馈，其主要标志是：输出信号与输入信号反相。当加深反馈时其表现是：增益降低、输入阻抗降低。
那么与之表现相反的射极跟随器正反馈标志应该是：输出与输入同相。当加深反馈时其表现是：增益提高、输入阻抗提高。这些表现，跟随器全部满足。
以现象判极性依据的是事实！这坐实了跟随器是正反馈的结论。
而以Vbe判断的，依据的是想象。

这些反馈极性判断的方法，对低频电路有效。在高频下，由于器件的非理想化，如分布参数，会使依电路结构的判断失效。

你也对我说过，要尊重实测，基于上面碰到问题，我觉得尊重你这边的科学精神。

以事实为依据是战无不胜的。数学理论的结果只有在得到事实证明之后才是正确可信的。
传统振荡收敛理论的错误，就出在Nyquist不稳定性判据与振荡器特性不符之上，即不是以事实为依据的。

登录 · 发表于 2022-11-17 14:21

本帖最后由叶春勇于 2022-11-17 14:31 编辑

jz0095 发表于 2022-11-17 09:15
我判断的要求是，采用同一标准，不能双标。指，要么都用Vbe评价，要么都用端口反馈表现评价。
我使用端口 ...

我看了你的回复，我也玩玩推理：画了最简单的反馈图：

算出：输入电阻

用matlab画了一下：

和我上面画的最简单的模型上套，好像就是这个结果。
跟随器，趋向1，正反馈加深，输入电阻增加。
反之，趋向0，正反馈减少，输入电阻减小。
而负反馈，从0开始，到-∞，输入电阻单调减小，负反馈加深。
负反馈趋向0，负反馈减少，输入电阻逐渐增加。
以上结论前提：在于对端口内部缺乏了解，或不关心内部。
即将电压并联，电压串联，电流并联，电流串联概念抛弃。
在射频，很多参数的获取是匮乏的，这个书上有说。

登录 · 发表于 2022-11-17 16:58

突然想起史密斯图：实数域，输入电阻
复数域，感觉少一个负阻区域。
-Z区域。这个区域-(a+bi)，在这个区域，电阻为负，电感变电容，电容变电感。
有点像玄学里，天道左旋，地道右旋。
我记得你书上说的负阻区域在史密斯图外面，有没有史密斯球？是不是在球空间。

发表于 2022-11-17 18:26

叶春勇发表于 2022-11-17 16:58
突然想起史密斯图：实数域，输入电阻
复数域，感觉少一个负阻区域。
-Z区域。这个区域-(a+bi)，在这个区域 ...

在正阻Z区域，Z=a±bi，
在负阻区，Z=-a±bi，只有实部变负。
史密斯图还是平面的。

登录 · 发表于 2022-11-18 09:15

jz0095 发表于 2022-11-17 18:26
在正阻Z区域，Z=a±bi，
在负阻区，Z=-a±bi，只有实部变负。
史密斯图还是平面的。 ...

我把二端口模型的可能性穷举了一遍。

其中用电路图表达:
左上：Z，右上：Y
左下：H，右下：G

恰好A和B矩阵不好表达。（A不等于ABCD矩阵）

其中A和B矩阵，不好用电路表达，可以转换成Z和Y

其中A矩阵，是传统意义上，输出对输入的影响，即关心反馈的参数矩阵

其中B矩阵，是输入对输出的影响，关心传输

我个人认为：

二端口网络的每个参数都含有反馈，不能用z12，y12，h12，g22表达反馈。

表达反馈的最佳矩阵是A矩阵。

鉴于构筑无反馈电路的矩阵用A矩阵[0,0;0,0]，因此不存在反馈的电路基本不存在。

用二端口可用A矩阵或ABCD矩阵，分析反馈权重。

由此得出结论：

用传统意义，输出对输入的影响的反馈方式，用单个二端口矩阵分析二端口的反馈结构，不太合适。

反馈可能是一种更宏观的逻辑结构，用简单的输出对输入的影响，用单个二端口矩阵，基本都有反馈，这个结论是没有用的。

但是可以分析权重，教科书里的vi，vv，iv，ii，这四种结构在A矩阵里可以分析四种反馈的权重。

登录 · 发表于 2022-11-21 13:17

全局环路图：(LTspice)

运放传递函数：来自二阶期望系统加点直流增益矫正，否则ltspice无法仿真
B1：为运放饱和函数
E2:vgs-vth
B2: 为大信号模型。单极性化,如果(vgs-vth)<0，输出为0，反之输出E2*E2，G1的增益为kp。工作在vds小的区域取小，工作在vds大的区域取大。
mos管建模感觉不太满意。
仿真结果：

与三年前的自己和十年前的史总对对话-压控电流源再分析

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