线性稳压器和开关模式电源的基本概念

2万 · 2014-12-24 23:28

降压型转换器中的功率损耗

DC传导损耗

在采用理想组件(在导通状态中电压降为零，并具有零开关损耗)的情况下，理想降压转换器的效率可达100%。在现实中，功率耗散始终与每一种功率组件有关。在SMPS中有两类损耗：DC传导损耗和AC开关损耗。

降压转换器的传导损耗主要源于晶体管Q1、二极管D1和电感器L在传导电流时其两端的电压降。为简化讨论，在下面的传导损耗计算中忽略电感器电流的AC纹波。倘若将MOSFET用作功率晶体管，则MOSFET的传导损耗等于IO2•RDS(ON)•D，式中的RDS(ON)为MOSFET Q1的导通电阻。二极管的传导功率损耗等于IO•VD•(1–D)，式中的VD为二极管D1的正向电压降。电感器的传导损耗为IO2•RDCR，式中的RDCR是电感器绕组的铜电阻。于是，降压型转换器的传导损耗大约为：

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例如：一个12V输入、3.3V/10AMAX输出降压电源可以使用下面的组件：MOSFET RDS(ON)=10mΩ，电感器RDCR=2mΩ，二极管正向电压VD=0.5V。因此，满负载时的传导损耗为：

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如果只考虑传导损耗，则转换器效率为：

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上面的分析表明：续流二极管产生3.62W的功率损耗，远远高于MOSFET Q1和电感器L的传导损耗。如需进一步改善效率，可用一个MOSFET Q2来替代二极管D1，如图9所示。这种转换器被称为同步降压型转换器。Q2的栅极需要与Q1栅极互补的信号，也就是Q2只在Q1断开的时候导通。同步降压型转换器的传导损耗为：

如果还把一个10mΩ RDS(ON) MOSFET用于Q2，则同步降压型转换器的传导损耗和效率为：

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上例表明：同步降压型转换器的效率高于传统的降压转换器，特别是对于那些占空比很小和二极管D1传导时间很长的低输出电压应用。

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图9：同步降压型转换器及其晶体管栅极信号。

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AC开关损耗

除了DC传导损耗之外，还存在其他由非理想功率组件引起并与AC/开关操作相关的功率损耗。

1. MOSFET开关损耗。实际的晶体管其接通和关断需要时间。所以，在接通和关断瞬变期间存在电压和电流重叠，这会产生AC开关损耗。图10示出了同步降压型转换器中的MOSFET Q1的典型开关波形。顶端FET Q1的寄生电容器CGD之充电和放电以及电荷QGD决定了大部分的Q1开关时间和相关损耗。在同步降压转换器中，底端FET Q2的开关损耗很小，这是因为Q2始终在其体二极管导电之后接通，而在其体二极管导电之前则被关断，同时体二极管两端的电压降很低。然而，Q2的体二极管反向恢复电荷也会增加顶端FET Q1的开关损耗，并产生开关电压振铃和EMI噪声。(12)式表明：控制FET Q1的开关损耗与转换器的开关频率fS成比例。Q1的能量损耗EON和EOFF之准确计算并不简单，不过可以在MOSFET供应商的应用手册里找到。

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图10：降压转换器中的顶端FET Q1的典型开关波形和损耗。

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2. 电感器磁芯损耗PSW_CORE。实际的电感器也具有一个与开关频率成某种函数关系的AC损耗。电感器AC损耗主要源自磁芯损耗。在高频SMPS中，磁芯材料可能是铁粉或铁氧体。一般来说，铁粉芯的饱和过程比较舒缓，但具有高的磁芯损耗，而铁氧体材料的饱和过程虽然较为急剧，但磁芯损耗较少。铁氧体是陶瓷铁磁材料，其具有一种由氧化铁与氧化锰或氧化锌的混合物构成的晶体结构。磁芯损耗主要是由于磁滞损耗引起的。磁芯或电感器制造商通常都提供了磁芯损耗数据，以便电源设计师估算AC电感器损耗之用。

3. 其他的AC相关损耗。其他与AC相关的损耗包括栅极驱动器损耗PSW_GATE(其等于VDRV•QG•fS)和死区时间(当顶端FET Q1和底端FET Q2均处于关断状态时)体二极管传导损耗，其等于(ΔTON+ΔTOFF)•VD(Q2)•fS。

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总之，与开关操作相关的损耗包括：

开关操作相关损耗的计算通常并不容易。开关操作相关损耗与开关频率fS成比例。在12VIN、3.3VO/10AMAX同步降压型转换器中，当开关频率为200kHz至500kHz时，AC损耗引起的效率损失大约为2%到5%。所以在满负载时的总效率约为93%，这远远好于LR或LDO电源。发热量或尺寸可缩减将近10倍。

2万 · 2014-12-24 23:31

开关电源组件的设计考虑

开关频率优化

一般而言，较高的开关频率意味着较小尺寸的输出滤波器组件L和CO。因此，可以缩减电源的尺寸和成本。另外，较高的带宽还能改善负载瞬态响应。然而，较高的开关频率也意味着较高的AC相关功率损耗，这就需要采用较大的电路板空间或散热器来限制热应力。目前，对于≥10A的输出电流应用，大多数降压电源均工作于100kHz至1MHz~2MHz的频率范围。对于＜10A的负载电流，开关频率可高达几MHz。对于每款设计而言，其最佳频率都是谨慎权衡尺寸、成本、效率及其他性能参数之后得出的结果。

2万 · 2014-12-24 23:31

输出电感器的选择

在同步降压转换器中，电感器峰至峰纹波电流可采用下式计算：

对于一个给定的开关频率，低电感将产生大的纹波电流并导致大的输出纹波电压。大纹波电流还会增加MOSFET RMS电流和传导损耗。另一方面，高电感值意味着大的电感器尺寸，并有可能导致很高的电感器DCR和传导损耗。一般来说，当挑选电感器时，应选择10%~60%的峰至峰纹波电流与最大DC电流之比。电感器供应商通常规定了DCR、RMS(加热)电流和饱和电流额定值。应在供应商指定的最大额定值范围内设计电感器的最大DC电流和峰值电流，这一点是很重要。

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功率MOSFET的选择

当选择用于降压转换器的MOSFET时，首先需确定其最大VDS额定值高于电源VIN(MAX)并具有足够的裕量。然而，不要选择额定电压过高的FET。例如：对于一个16VIN(MAX)电源，额定电压为25V或30V的FET就很适合。额定电压为60V的FET就过高了，因为FET的导通电阻常常随额定电压的提高而增大。其次，FET的导通电阻RDS(ON)和栅极电荷QG(或QGD)是两个最关键的参数。通常需要在栅极电荷QG与导通电阻RDS(ON)之间进行权衡取舍。一般而言，小硅芯片尺寸的FET具有低QG，但导通电阻RDS(ON)很高；而采用大硅芯片的FET则具有低RDS(ON)，但QG很大。在降压转换器中，顶端MOSFET Q1兼具传导损耗和AC开关损耗。Q1通常需要采用低QG FET，特别是在具有低输出电压和小占空比的应用中。低压侧的同步FET Q2具有小的AC损耗，因为它常常在其VDS电压接近于零时接通或关断。在此场合中，对于同步FET Q2而言，低RDS(ON)比QG更重要。当单个FET不能处理总功率时，可把多个MOSFET并联起来使用。

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输入和输出电容器的选择

首先，应选择具有足够电压降额的电容器。

降压型转换器中的输入电容器具有脉冲开关电流和大的纹波。因此，应选择具有足够RMS纹波电流额定值的输入电容器以确保其寿命。在输入端上通常并联使用铝电解电容器和低ESR陶瓷电容器。

输出电容器不仅决定了输出电压纹波，而且也决定了负载瞬态性能。输出电压纹波可采用(15)式计算。就高性能应用而言，ESR和总电容对于最大限度地抑制输出纹波电压和优化负载瞬态响应都是十分重要的。通常，低ESR钽电容器、低ESR聚合物电容器和多层陶瓷电容器(MLCC)是上佳的选择。

2万 · 2014-12-24 23:31

合上反馈调节环路

对于开关模式电源来说还有另一个重要的设计阶段，就是采用某种负反馈控制方案来完成调节环路。与采用LR或LDO时相比，这常常是一项更具挑战性的任务。其需要很好地了解环路的运行方式和补偿设计，以利用一个稳定的环路来优化动态性能。

2万 · 2014-12-24 23:32

降压型转换器的小信号模型

如上文所述，开关转换器的操作模式变化与接通或关断状态之间具有某种函数关系。它是一种分立和非线性系统。为采用线性控制的方法进行反馈环路的分析，需要线性小信号模型[1]。由于输出L-C滤波器的原因，占空比D至输出VO的线性小信号转移函数实际上是一个具有两个极点和一个零点的二阶系统，如(16)式所示。有两个位于输出电感器和电容器之谐振频率的极点。有一个由输出电容和电容器ESR决定的零点。

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式中的SZ_ESR=2πfZ_ESR=1/ESR•CO，

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电压模式控制与电流模式控制的比较

输出电压可以利用一个闭环系统进行调节，如图11所示。例如，当输出电压增加时，反馈电压VFB增加，而负反馈误差放大器的输出减小。于是占空比下降。因此，输出电压被拉回来以使VFB=VREF。误差运放的补偿网络可以是I类、II类或III类反馈放大器网络[4]。只有一个用于调节输出的控制环路。这种方案被称为电压模式控制。凌力尔特的LTC3775和LTC3861是典型的电压模式降压控制器。

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图11：电压模式控制型降压转换器的方框图。

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图12示出了一款采用LTC3775电压模式降压控制器的5V至26V输入、1.2V/15A输出同步降压型电源。由于LTC3775具有前沿PWM调制架构和非常低(30ns)的最小导通时间，因此对于将高电压汽车或工业电源降压转换到当今微处理器和可编程逻辑芯片所需之1.2V低电压的应用，该电源的运作良好。[9]大功率应用需要具均流功能的多相降压转换器。当采用电压模式控制时，需要一个额外的均流环路以在并联的降压通道之间平衡电流。用于电压模式控制的典型均流方法是“主-从”法。LTC3861就是这样的一款多相(PolyPhase)电压模式控制器。其非常低的±1.25mV电流检测失调可使并联相位之间的均流非常准确，以平衡热应力。[10]

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