开关电源设计

2万 · 2015-3-15 15:51

现在市面上的开关电源，总体来讲，其实就两类，一类是PWM类型的(也许有人会说还有PFM，RCC等等但是归根结底这还是一类的)，包括Flyback、Buck、Boost、Buck-Boost、Flyback、正激、硬半桥、硬全桥、移相全桥、推挽等等。

这一系列开关电源的工作核心就是电感伏秒平衡原理。

下面就说说伏秒平衡，这个绝对是核心中的核心，容不得半点折扣。

先做一下基本的公式推倒：

其实所谓的伏秒平衡就是磁芯的励磁、退磁的过程。电感在Ton时候励磁，储存能量，在Toff时候，退磁，释放能量。

从上面的推倒可以看出，用(E*Ton)就直接可以表示磁芯的励磁能量。

磁芯在每个工作周期，都要先励磁，然后再复位。因为电源在稳定工作状态，磁芯每个周期储存的能量必须等于释放的能量，要不然磁芯就饱和了。

2万 · 2015-3-15 15:51

所以就可以推导出下面这个超级简单实用的公式：

E1*Ton= -E2*Toff

(特别指出，这个公式成立的充要条件是电感各个绕组都在同一个磁芯上，绕组可以是1~n个)

E1、E2指的是同一个绕组两端的电压。Ton指的是E1持续的时间。Toff指的是E2持续的时间。

这个公式的主要作用在哪里呢?在推导各种PWM拓扑结构的输入输出关系的时候，上面那个公式就非常重要了。有了它，不管是什么拓扑，只要是PWM的，输入输出关系就很容易清晰的证明出来，是非常重要的一个公式。

接下来就开始进入正题，讲一下反激式开关电源的设计。

反激式开关电源大家再熟悉不过，其优点不在少数，结构简单且成本低廉。最重要的是适应的功率范围比较广，几瓦到200瓦，市电输入，输出电压不超过63V，输出电流不超过15A，在这个范围内，反激式到目前为止还是很有优势的。甚至有的产品为了对成本进行节约，将反激做到了500W。

接下来我们就来讲一下反激式开关电源的设计，上面说了伏秒平衡，那个是推导所有的PWN类型的开关电源的基础。

2万 · 2015-3-15 15:52

反激式

下面主要讲反激式的主拓扑工作原理以及变压器的计算。反激式开关电源，其实是属于Buck-Boost的变种。更多的详细资料大家可以去网上查询，这里就不多说了。

我们先从Buck-Boost开始来分析。

图1

2万 · 2015-3-15 15:52

Mos关开通

电源电压加到电感两端，电感有电流流过，感应电压上正下负。

二极管反偏，次级电解电容没有有效回路对电感励磁，所以，电感储存能量全部来自初级。

电感两端伏秒积为Vin*Ton。

图2

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开关管关断

电感感应电压反转，变为下正上负，电感对输出释放能量，电感磁芯复位。

次级电解电容对电感励磁。

伏秒积为：Vout*Toff。

由同一个磁芯上伏秒平衡原理

Vin*Ton+Vout*Toff=0

得到：

Vout=-(Vin*Ton)/Toff=-Vin* (只对连续模式成立)

断续模模式Toff还要减去死区，这样推导的话，应该比较容易让大家理解。

2万 · 2015-3-15 15:52

反激式设计

反激式开关电源是现在市面上电子消费品中应用最广泛的拓扑。反激式开关电源最适合的功率范围在3-150W之间，可以做成CC模式或者CV模式。代表有适配器，辅助电源，LED驱动等等。

接下来就说一下反激式主拓扑的工作原理以及设计中需要注意的要点。

图3

如图3所示，主回路关键元器件就那几个：输入主电解电容，变压器，开关管，整流二极管，输出电解电容。

下面分析一下反激式的基本工作原理。参照图3，开关管导通：变压器初级电流上升，磁心储存能量，次级线圈与初级同名端相反，二极管截至。

2万 · 2015-3-15 15:53

初级线圈上面的伏秒积：Vin*Ton。

图4

开关管关，初级线圈没有放电回路，因为电感电流不能突变，线圈感应电动势反转，次级二极管导通，磁芯通过次级二极管放电，输出点解电容对磁芯励磁，磁芯复位。

2万 · 2015-3-15 15:53

开关管关断，次级线圈上的伏秒积：n*Vout*Toff。

同一个磁芯上，由伏秒积平衡原理：

Vin*Ton=n*Vout*Toff

化简得到反激式输入输出的关系式：

Vout=(1/n)*<(Vin*Ton)/Toff>

Ton=T*D

Voff=T*(1-D)

代入上式得

Vout=(1/n)

上面式子只是对连续模式反激成立，临界或者断续模式需要减去四区，四区时间，次级二极管截止，次级不对磁芯励磁。观察上面的输入输出关系，我们会发现，决定反激式变压器输入输出关系的参数：

2万 · 2015-3-15 15:53

1、占空比。其实占空比是反激式决定输入输出增益的核心。

我们暂且把变比n假设为1，则可以得到：

Vout=Vin*(D/1-D)

D<0.5的时候，Vout。

D>0.5的时候，Vout>Vin，工作在升压区域。

2万 · 2015-3-15 15:53

2、变比n。变比n就不用多说，和常规的变压器的边比一样的。

反激式开关电源，按照工作波形，有两种工作模式：

图5连续模式。

2万 · 2015-3-15 15:53

图5是连续模式的主要工作波形，初级次级电流都有一部分是直流成分。

图6

2万 · 2015-3-15 15:53

在相同的输入电压输入功率条件下，Iavg一定，电流波形越连续，那么初级回路上的峰值电流就越小，特别是关断电流Ipk1，Ipk1对于关断损耗影响非常大。

平均电流跟峰值电流的关系

这个计算其实很简单，也就初中几何就足够了，计算电流波形的面积。

开关管开通阶段，流过电感的电流：(1/2)*(Ipk1+Ipk2)*Ton (体形面积)

平均到整个周期就得到输入的平均电流。

Iavg=<(1/2)*(Ipk1+Ipk2)*Ton>/(Ton+Toff)

设计时候我们是把上式倒过来用的，用平均电流求出峰值电流。一般习惯性的用一个字母K代表Ipk1/Ipk2，

这个K值，影响到初级电流的连续程度。连续模式适用于输入电压相对较低，功率相对较大的情况下。

关于什么时候使用连续模式，什么时候使用断续模式，这个其实没有绝对的，一般情况下，对于十几瓦以下的东西，一半都使用断续模式，现在PSR在小功率方面比较主流，PSR的充电器一般都是断续模式，有些IC为了适应新的能耗要求，又开始使用谷底导通技术，所以这一类只能工作在断续模式。

2万 · 2015-3-15 15:54

断续模式的优势：

1、磁芯利用充分，线圈匝数少，变压器比较小。

2、Mos管零电流开通，开通无损耗。

3、次级二极管零电流关断，可以不需要使用肖特基二极管。

2万 · 2015-3-15 15:54

断续模式的坏处：

1、功率大的情况下，Mos管关断电流大，相同的平均电流情况下，电流有效值更大，变压器初级需要更粗的铜线。

2、波形越陡峭，趋肤效应会越来越严重，需要使用多股线或者更粗的铜线。

3、电解电容纹波电流大。

图7 临界模式Flyback的工作波形

2万 · 2015-3-15 15:54

本篇**主要介绍了伏秒平衡和反激式的设计，希望大家能够充分理解**当中的知识点。从事电源工程师行业，实践经验的重要性要远远大于基础理论的学习，知识都是在问题的解决和实践中学习到的，而不是对着书本死磕理论得来的。在下一篇教程当中，将为大家梳理反激开关电源的设计流程。

2万 · 2015-3-15 15:55

本篇**以一款19V、3.42A的适配器主功率回路设计过程为中心，来讲解一下反激式变压器的设计，主要参数：

输入电压：85-264AC；

输出：19V3.42A；

计算输出功率Pout=Iout*Vout=19*3.42=64.98W；

计算输入功率。Pin=Pout/η；

这里会出现一个效率估算的问题。效率η不应该是电源的总转换效率。这里的效率应该只包括变压器损耗、次级整流二极管损耗，PCB走线损耗，输出线损耗。Mos管损耗，整流桥损耗，前面的滤波电路的损耗，都不应该计算进去的。

估算大电解电容上的直流电压

Vdcmax=Vacmax*1.414=264*1.414=373V

Vdcmin=Vacmin*1.414*90%=108.171V这里为什么要乘上0.9呢？是因为在AC输入低端，Flyback工作在靠近最大占空比的位置，此时整个功率回路的增益必须保证有余量，计算输入电压应该按照大电解电容上的谷底电压来进行计算。谷底电压到底是多少，这个和所选取的电解电容的容量有关系，具体怎么计算，大家可去网络上查询，有很多相关资料。

高压端满载，Flyback工作在满载的最小占空比状态，这个时候需要注意的是Mos管，二极管上面的电压应力，而整个电路的增益不需要考虑的。

2万 · 2015-3-15 15:55

选择工作频率

Mos管上的电压应力越低，频率就可以跑的越高，也就是输入电压越低的产品，频率就可以跑得高一些，因为电压高低对开关电源Mos管上面的交叉损耗，影响非常大。可观察一下跑到上M级别频率的开关电源，输入电压都是非常低的。

对于全电压反激，100K没问题的。不要抱着频率低，效率高这样的观点去设计，其实这种说法不科学的。频率低，每秒钟开关次数少，开关损耗感觉会小一些。但是这个是有前提条件的，前提条件就是对于已经设计好的变压器，降低频率，是可以直接观察到效率提高。

但是在设计初始阶段，就不一定了。频率太低，变压器需要较大电感量，同样的磁芯需要更多的匝数，骨架定了，可利用的窗口面积一定，那么较多的匝数就不得不用比较细的线径，这样就不利于线损控制。较多的匝数，会有更大的寄生电容，造成Mos管开通电流冲过大，损耗不降反增。

其实可以在可接受的范围内，尽量提高开关频率。因为变压器温升处理，很多情况下比Mos管更麻烦。较高的开关频率就可以降低所需电感量，降低匝数，我们就可以选取更粗一些的线径，同时变压器寄生参数会变得更好，假如选取合适的工作点，Mos管的温升完全可以保证在可以接受的范围内。对于全电压，新手不妨以65K作为起始点开始进行设计。其实全电压的反激，65-110K都没问题的。

2万 · 2015-3-15 15:55

新手大可以65K作为设计出发点。

什么时候需要调整频率呢，对于选定的磁芯，变压器绕不下了，在板子Outline确定的情况下，不能更换更大的磁芯，就需要提高工作频率，提高了工作频率，对于同样的输出功率，变压器绕线的圈数就会变小。

注意一点，频率变高，理论上磁芯损耗会增加，但是实际设计中，对于工作在第一象限的连续反激模式开关电源，磁芯损耗增加是很有限的。改变电源的工作频率，对整机最大的影响是改变工作频率，整机的温升分布会发生转移。频率抬高，Mos管、二极管的温升理论上会有所增加，变压器线包温升会下降。

提高了开关频率，开关管在一秒钟内开关次数变多了，开关交叉损耗的次数也变多了，但是开关管的温升不一定会变高。因为变压器的寄生参数因为匝数减少而变得更好，寄生电容产生的损耗很多情况下都会有所改善。

频率变高，次级整流二极管的损耗会有所增加，因为二极管寄生电容（与二极管并联）的存在，频率变高，寄生电容在每秒钟充放电的次数也会随之增加，而寄生电容放电是通过二极管本身放电的，这个影响也是有限的。

2万 · 2015-3-15 15:56

选择合适的最大占空比

回顾一下上面写的反激式开关电源输入输出关系表达式：

Vout=(1/n)*<(Vin*Ton)/Toff>

Ton=T*D

Voff=T*(1-D)

代入上式得：

Vout=(1/n)(Vin*<D/(1-D))>

我们对于一定的输入输出电压，要确定一个合适的主回路增益。<什么是增益，就是Vout/Vindc(大电解电容上的电压Vindc)>，所有的拓扑的设计，这一步都是必不可少的。看一下与反激式主回路增益有关的参数，占空比D与变比n。

先说占空比，D<0.5，在变比为1的情况下，主回路增益<1，也就是说，这时候反激式电路是工作在降压区域。占空比D>0.5，反激式工作在升压区域。

2万 · 2015-3-15 15:56

变比

变比对什么东西有影响呢?变比直接影响到Mos管，输出二极管的电压应力，因为我们常规产品都是市电输入，输出也是有标准的几个档次，常用电压一般有5V、12V、24V、48V，这样子呢，世面上大量供货的Mos管，整流二极管，也都有对应的型号。

所以呢，对于一定的输入输出电压，我们不能随意的去选择占空比，这个都是有可取的范围的。我们先看一下Mos管的电压应力。

Vds=Vdcmax+n*(Vout+Vf)

图1

开关电源设计

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