改善无源宽带ADC前端网络的设计

由于转换器技术的改进，准确高速解析极高中频信号的要求也随之提高。这带来了两大难题：一个是转换器设计本身，另一个是将信号耦合到转换器的前端设计。即使转换器本身设计出色，前端设计也必须能够确保信号质量。

高频高速转换器设计在众多应用都有涉及，无线基础设施和仪器仪表更是推动了转换器的跨领域发展。这些应用需要12至16位分辨率的100MSps+高速转换器。（“宽频带”表示大于100MHz的信号带宽，频率范围为1GHz以上）。

前端设计背景知识

“前端”指网络或耦合电路（图1），它把信号链（通常是放大器、增益模块或调谐器）的最后一级与转换器的模拟输入相连。假设前面的信号链电路都有适当的带宽，支持频率解析。

图1.在这里，前端是信号链的上一级与ADC输入之间的耦合电路。

除了提供充足的带宽，它还需要高线性度、良好的平衡和适当的布局。

最后一级，或称前端电路，也需要有适当的带宽，但不限于此。前端电路必须有高线性度，平衡性良好，并妥善地布设于印刷电路板（PCB），以保持信号正常。否则转换器会拾取前端电路产生的非线性信号，在目标频率中表现为失真和噪声。因此，前端网络必须精心设计，才能满足任意高速、高分辨率转换器的要求。

前端电路通常分为有源和无源两类。有源前端电路使用放大器或“增益模块”将信号驱动到转换器的模拟输入。只要选择合适的放大器，前端电路一般比较容易设计。但是，设计要求极高频率时，放大器往往性能有限，其非线性度最多达到200MHz。事实上，一些宽频带放大器的可用带宽大于200MHz，但通常功耗较高。

变压器：技术规格、拓扑结构和类型

变压器可采用通量耦合变压器拓扑结构，它本身就是交流耦合，因为变压器隔离电流，不会传送直流电平。它能够快速轻松地从单端电路转换至差分电路，成为转换器的通用模拟输入接口。中心抽头变压器允许自由设置共模电平。这些优势组合可减少前端设计所需元件数量，对最大程度地降低复杂性至关重要。

使用中心抽头变压器时应格外谨慎。如果转换器电路的差分模拟输入之间存在很大的不平衡性，大量的电流可能流经变压器的中心抽头，可能会使核心电路产生饱和。例如，如果采用VCM/CML引脚来驱动变压器的中心抽头，可能会导致不稳定，满量程模拟信号过驱转换器输入，从而开启防护二极管。

变压器还提供基本无噪声增益，这取决于设计师选择的匝数比。理想状态下，信号增益等于变压器的匝数比。虽然电压增益本身无噪声，不过使用具有电压增益的变压器的确能获取信号噪声以及权衡带宽。

变压器可以简单地看作是具有标称增益的宽频带通带滤波器。变压器增益越大，带宽越小。如今，很难找到GHz频带范围内具有低插入损耗性能、阻抗比为1:4的变压器。

虽然变压器外观简单，但也不能低估。下面是与理想变压器（图2a）两端的电流和电压相关的几个简单公式。变压器升压时，其阻抗负载会反射回输入端。

匝数比 a = N1/N2表示原边电压与副边电压的比率。副边电流与原边电流的关系则相反（a = I2/I1），从副边反射回到原边的阻抗比等于匝数比的平方（Z1/Z2 = a2）。变压器的信号增益可简单地表示为20 log (V2/V1) = 20 log/(Z2/Z1)，所以电压增益为3dB的变压器，其阻抗比为1:2。

一些偏离理想状态的固有和寄生特性会影响变压器（图2b）。每一特性对变压器的频率响应和线性度具有一定的影响。依据前端方案情况，这些特性偏离可能有助于提高性能，也可能会阻碍性能。图2b不失为一个不错的方法，通过变压器建模可得到带宽响应、插入损耗和回波损耗的一阶预期值。

图2.理想变压器及其关系式(a)非常直观。但在建立实际变压器的频率响应和线性度(b)时，自身及寄生特性会偏离理想状态。

变压器的线性模型更难构思和开发。了解铁氧体的线性度很重要，开发此类模型时，仍然会出现一些未知情况。一些制造商可能会通过网站或技术支持团队提供建模信息。如果使用硬件执行模型分析，设计人员还需要网络分析仪和少量样本，才能妥善完成所有测量。然而，这些方法除了能得到相位不平衡和幅度不平衡数据，都没有考虑到线性度的各个方面，而线性通常会引起偶次谐波失真。

实际上所有变压器都会有损耗，而且带宽受限制。鉴于以上的寄生效应配置，变压器可视为宽频带带通滤波器，其带宽以–3dB带宽定义。大多数制造商以1dB、2dB 和3dB带宽规定变压器的频率响应。幅度响应伴随着相位特性。通常一款优秀变压器在其频率带宽内的相位不平衡为1％到2％。

变压器的插入损耗，或指定频率范围内的损耗，是变压器数据手册中最常见的测量规格。从原边端接中可见，回波损耗是指变压器二次端接的有源阻抗不匹配。举例来说，如果副边匝数与原边匝数之比的平方为1:2，当副边端接阻抗为200Ω时，应该有50Ω的阻抗将会反射到原边端接。然而，这种关系并不准确。

例如，原边的反射阻抗随频率发生变化。首先，找出前端设计的中心频率回波损耗。此例中频率为110MHz。若假设为理想变压器，Zo值并非50Ω。从公式3可看出，Zo值要低些:

回波损耗(RL) =–18.9 dB @ 110 MHz = –20log((50–Zo)/(50 + Zo)) (1)

10^(18.9/20) = ((50 – Zo)/(50 + Zo)) (2)

Zo = 39.8 Ω (3)

该例中，公式3中为原边端接阻抗Zo，副边理想阻抗为200Ω。同样，原边理想阻抗（50Ω），求解实际副边阻抗：

Z(原边反射阻抗)/Z(副边理想阻抗) = Z(原边理想阻抗)⁄Z(副边反射阻抗) (4)

39.8/200 = 50/X (5)

求解X：

X = 251 Ω (6)

变压器的匝数比为1:2时，副边端接阻抗应为251Ω。因此，使用更高端接考虑了变压器内的核心损耗，不仅得到更好的匹配，而且改进变压器原边端接的输入驱动能力。

输入驱动能力提高后，只需较少的电力就可达到转换器的满量程输入。一般来说，随着阻抗比率的上升，回波损耗的变异也随之提高。采用任何变压器匹配前一级的前端设计时，都应当考虑这一点。

就变压器或巴伦而言，幅度和相位不平衡是两个最关键的性能特征。当电路设计要求高中频（100MHz以上）时，设计人员可根据此两项技术规格，考虑合适的线性度。随着频率的增加，变压器的非线性也同时增长，通常由相位不平衡控制，转化为转换器的偶次失真（主要是二次谐波失真）。但不要马上把原因归咎于转换器。如果预期杂散特性差得远，应先查看前端设计或变压器。

图3.根据这个简单的ADC模型进行数学分析，有助于解释变压器非线性度随不平衡上升的原因。

不平衡（如图3）因素很关键。须考虑变压器输入x(t)。输入x(t)转换成一对信号x1(t)和x2(t)。如果x(t)为正弦曲线，差分输出信号x1(t)和x2(t)如下：

模数转换器（ADC）建模为一个对称三阶传递函数：

则

理想情况：完全平衡

当x1(t) 和x2(t) 完全平衡时，该两组信号为同一幅度（k1 = k2= k），恰好是180°错相(Φ = 0°)。因为：

运用三角恒等式，收集频率等信息，如：

出现差分电路的常见结果。理想信号的偶次谐波抵消，而奇次谐波没有抵消。

幅度不平衡

现在假设两个输入信号的幅度不平衡，但没有相位不平衡。此例中，K1≠K2，Φ= 0：

把公式7代入公式3，并再次运用公式14的三角恒等式。我们看到公式8中，此时二次谐波与幅度K1和K2的平方之差成正比，即：

相位不平衡

假设现在两个输入信号之间相位不平衡，没有幅度不平衡。则k1 = k2，Φ≠0 :

把公式10代入公式3，简化得到公式17。从公式17我们看到，二次谐波幅值与幅度K的平方成正比:

比较公式15和公式18可看出，二次谐波幅值受相位不平衡的影响比受幅度不平衡的影响更严重。相位不平衡状态下，二次谐波与k1的平方成正比。幅度不平衡状态下，二次谐波与K1和K2的平方之差成正比。由于K1和K2值大约相等，此差值较小。

高阶匝数比或阻抗比变压器的耐不平衡性较差。如果无法找到“合适的”变压器，应用的线性也有问题的话，请尝试使用多个级联变压器或巴伦。增加一个变压器后，二次谐波失真通常会减少，因为第二个变压器会发挥作用，重新平衡之前第一个变压器从单端转换为差分的信号。

某些情况下，可用两三个变压器，协助在高频率下更充分地将单端信号转换为差分信号（图4）。该方法的缺点是电路板空间增加、成本提高、插入损耗（即高投入驱动能力）增大。新款高频变压器现已上市。安**司（Anaren）的专利设计采用无核心拓扑结构，允许只采用单一设备的千兆区域带宽扩展。

图4.对于单端转差分应用，可在各种配置中采用多个变压器。

并非所有的变压器制造商会使用同样的方法，即使数据手册规格明显类似，相同情况下变压器的运行情况可能也会不同。为前端设计选择变压器的最佳途径是收集并了解考虑范围内变压器的所有规格，并索取制造商数据手册中没有说明的其它主要数据项。或者，也可使用网络分析仪来衡量变压器的性能。

宽频带的考虑因素

了解变压器及其技术规格，对弄清前端电路究竟如何运行很有帮助。本质上讲，设计宽频带网络时，其他三个指标也需要加以考虑：带宽、匹配情况和PCB（印刷电路板）布局本身。每个指标都很重要，对实现前端电路所需的最佳性能都有举足轻重的作用。

虽然变压器有规定的带宽，但是前端电路设计可以限制实际提供带宽，因为PCB固有的和ADC内部寄生效应往往会使变压器提早滚降。即使选择了适当的变压器带宽，有些设计可能也需要比实际测量值更高的带宽。从转换器的角度来看，仍有大量的带宽。但是，从前端电路设计来看，根据所用的拓扑结构，带宽可能有限或需要扩展。

一种扩展变压器带宽的方法是：各路转换器模拟输入（图5）配置低Q值电感器或高频铁氧体磁珠(LS)。通带平坦度可以改变，但需要运用这项技术重新估。 图5b 显示不同值电感器与带宽的结果。基线结果中，不存在L S。

图5.与转换器的模拟端串联的低Q电感或高频铁氧体磁珠可扩展带宽(a)。不过，这也会影响通带纹波(b)。“基线”测量时无电感。

前端电路的匹配（图6）也可能具有不同的含义，取决于设计人员。根据定义，匹配只是表示前端网络已确定某一等值源阻抗和负载阻抗（通常为50Ω）。 信号源和负载之间产生最大的信号功率传输，以最大限度减少各种反射。

图6.匹配不仅是定义源阻抗，而且要实现源阻抗和负载阻抗匹配。为了实现最大信号功率传输，需针对目标频带进行优化(b)。

通常采取复杂的共轭匹配方式，因为转换器的内部输入阻抗复杂，前端网络设计中的变压器也不理想。信号源确定为前端网络的前一级。负载包括前端网络。这包括变压器、变压器副边端接和转换器模拟输入之间的端接或滤波，以及转换器的复杂输入阻抗。

匹配也涉及到带宽。随着带宽在前端电路滚降，出现等值源阻抗和负载阻抗开始分离的良好迹象。预期带宽内实现前端电路匹配，需要考虑多种规格才能确保性能不变，不仅涉及动态性能，即信噪比（SNR），而且还有无杂散动态范围（SFDR）。这在高频时特别重要，如前所述，前端电路往往会快速滚降。

特殊的前端电路设计为具有10至70MHz的通带区，使用阻抗比为1:9的变压器，并配置250MHz的带宽。通过各种折衷手段，可以运用不同的方法来实现设计的边界条件。常常只有一个设计可行或成为最佳选择。该例中选中REVL，因为REVL对于设计要求的各种规格“匹配性”最佳。该设计也满足超过85dB的动态杂散性能。同时具有整个目标频带内最好的输入阻抗匹配，允许92％的信号功率转移到这个网络，并保持低于1dB的通带平坦度。

“匹配”有时可能并不严格。但是，匹配后，前端网络确定的一些性能参数在目标频带内确实得到了优化。

布局也是变量，可能会破坏任何前端设计，特别是高频段的前端设计。不当布局会弄乱前端设计，造成意想不到的后果。定义前端设计时，不要一下子放弃所有辛苦得到的设计成果。花点时间保持良好对称的布局。

如上例所述，使用多个级联变压器（图7）可以抑制偶次谐波失真。这两个布局图描绘出ADC前端使用两个变压器布局之间的微小差异。但是，布局（b）在宽频率带运行得更好。布局更对称，使返回电流或接地基准趋于正常。

图7.相同的级联变压器(a) 会产生不同的结果，具体取决于PCB (b和 c)走线的对称情况。

快速傅立叶变换（FFT）性能曲线图（图8）验证了16位125MSps双通道ADC-- AD9268的测量值。使用对称布局，得到图8a 。在-1dBFS下施加140MHz中频信号，可产生85dB二次谐波。图8b 显示同样条件下非对称布局的性能。二次谐波的测量值为79.5dB，性能损失大于5dB！

图8.图7 (b)中上部变压器的输出布局更对称，产生的频谱如左图所示。

请注意，与右图的非对称设计相比，左图的二次谐波降低5 dB。

铁氧体与非铁氧体

传统上，线绕变压器或铁氧体变压器一直是转换器前端电路设计的解决方案，可以将信号链的最后一级单端信号转换为差分信号，典型阻抗转换比为1:2、1:1和1:4。频率低于200MHz时，线绕拓扑结构提供良好的性能，表现出良好的均衡相位和幅度性能，以及较少的插入损耗和回波损耗。

但是，线绕巴伦也有一些缺点，最严重的问题是较高频率下性能降低。线绕巴伦基本上由集总元件组成，低频率时运行良好，但在较高的频率下，随着寄生效应的影响越来越明显，铁氧体损耗逐渐增加，线绕巴伦的性能随之降低。

根据定义，因为工作波长可比得上组件的物理尺寸，所以不适合使用集总元件。然而，安**司提供的一系列巴伦，采用非铁氧体耦合、微波带状线结构，本身适合在更高的频率，即200MHz以上使用。

这些巴伦采用耦合带状线设计，使用软质纤维板（聚四氟乙烯/聚四氟乙烯）材料作为电介质。此类电介质通常损耗低，在较高频率下，其插入损耗能维持在最小值。此外，这种技术允许大量的电路集中封装，尽可能缩减封装尺寸，采用典型铁氧体拓扑结构可节约高达80％的空间。

不同于线绕巴伦，安**司的巴伦结构（图9）没有采用铁氧体材料。非铁氧体变压器技术的另一个优势是对更宽带宽的差分阻抗变化不敏感，转换器在采样电路和保持电路间变动，使用输入阻抗有变化的无缓冲模数转换器时这种现象时有发生。巴伦或变压器部分对转换器阻抗的敏感度可能表现为其性能退化。

图9.可以看出，采用相同的 125-Msps 转换器AD9640，分别配以常见的铁氧体巴伦和安**司带状线巴伦，通带平坦度有明显差异。

设计ADC前端的宽带网络时，需要选择变压器类型，收集所需的规格资料，以便选择最佳应用方案。选择变压器时要特别注意其不平衡性能。如以上拓扑图所示，网络设计可能需要两三个变压器。

如果需要额外的带宽，可在变压器副边电路上使用一系列低Q电感或高频铁氧体磁珠。但记得要重新估通带平坦度，以确保处于控制中。整个通带实现匹配可能不易做到。匹配实际上应该包括优化设计确定的所有规格，以获得转移到前端网络的最大功率。

在布局方面，不要忽视前端的对称性，或性能可能有所降低。最后还要注意，如今，其它可用的解决方案能够解决一些最宽带宽的应用难题，改进通带平坦度和在更高频率下的动态性能，同时还可节省PCB空间。