最初，普通老式电话业务 (POTS) 设计用于在客户端和局端 (CO) 之间传输纯语音数据。然而，例如非对称数字用户线路 (ADSL) 的宽带调制解调器已经不用将 POTS 与 CO 连接。现在这些调制解调器可以通过许多可能位于 CO 的其他功能来运作。
除了可通过“双绞线”线路为住宅小区提供高速数据通信以外，调制解调器还必须要具有传统的电话功能，主要包括为多个电话响 铃提供电力以及生成摘机（打电话）环路电流。几种负载状态的存在，是为了使电话正常运行。电话可能处于等待响铃的挂机状态或 处于通话状态的摘机状态，这两种状态都需要一个独立的电源电压。也可能会出现多条电话线路的情况，因此就需要这样一个条件 ——调制解调器必须能够为处于摘机和挂机状态的电话提供电力，本文中所描述的电源（由 3.3V 输入源驱动），就是一款可为两条 电话线路提供挂机和摘机状态电力的解决方案。
图 1 显示了用户线路接口卡 (SLIC) 电源。该电路可提供 -24V 和 -48V 的输出电压，其可以被加载到任何总功率为 1.5W 或更低的 应用组合中。该电路设计旨在应对摘机状态（两部电话均处于通话中）下 -24V 输出端上高达 60mA 的负载以及挂机状态（两部电话均 处于响铃状态）下－48V 输出端上 30mA 的负载。如果两部电话均处于使用状态，那么两个输出端可能会同时存在负载。通常，当一 个电话处于使用状态时，仅有一种输出端存在负载。
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图 1 升压转换器/充电泵电路
在这个特殊的例子中，我们使用了 TPS61170 升压转换器控制器，该器件具有集成的 N 通道 FET 和电流模式控制功能。这种内部 FET 专门设计用于在 1.2 MHz 时对 1.2A 进行开关。当内部 FET（其用于 SW 引脚和接地之间的连接）接通时，就会在电感中形成电流 。当内部 FET 被控制器关闭时，电流会继续流出电感，从而迫使电感的电压发生极性的改变。这样就会将 SW 引脚处的电压升压至 高于输入电压，从而通过 D4 到接地为 C5 充电。C5 充电可达大约24.5V。
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图 2 充电泵波形较好地叠加在一起
图 2 中顶部波形显示了 SW 引脚上的开关波形。当内部 FET 在下一个开关周期中再次开启时，C5 的正极侧 (positive side)接地。 由于 C5 两端的电荷在 SW 引脚为正，这就迫使 D4 的阳极变为 －24.5V。二极管 D4 被反向偏置，同时二极管 D3 通过负载传导，将 输出电容器 C8 和 C9 充电至 －24V。该 －24V 输出由控制器和反馈网络对其进行调节。－48V 输出被钳位控制在 －24V 输出加上电 容器 C3 和 D1 两端的电压范围。
在通过 D4 到接地对 C5 进行充电的间隔期间，通过 D2 将 C3 充电至 24V。之所以会出现这种情况，是由于 C3 被 D4 和 D2 钳位 控制在了 －24V 输出。当控制器的内部 FET 开启时，D1 将 －48V 输出钳位控制在了 C3 与 C5 的电压之和。组件 C3/D1/D2 起到一个 倍压器的作用，从而使 －48V 输出等于两倍调节过的 －24V 输出。－48V 输出仅随二极管 D1 和 D2 电压的变化而变化。图 2 中还显 示了 D4 和 D2 阳极上出现的开关电压。
需要引起注意的有关该电路的一个方面是，用来对 －24V 输出进行调节的反馈电路。流经 R11 的电流由反馈电路两端的电压（ 为 －24V 和 Q2 的发射极电压 (-0.5V)）设定。电流（不依赖于输入电压）是由 R7 和来自输入电压的 Q1 提供。Q1 被配置为一个电流镜 ，其使得 R7 和 R6 中的电流相等。R6 中的电流通过 R10 流至接地，从而产生了一个被调节至可反射实际 －24V 的输出电压。必须对 R10 的值进行设置，这样就可以使其电压在调节期间与调节过的控制器的内部 FB 电压 (1.229V) 相等。
R10 的值为：
R10 = VFB R11/(–Vout – VBE2)
R11 的值留给设计人员来确定，但一般而言对它的设置是要能够保持功率损耗最小化。电阻器 R6 和 R7 应具有相同的值。
R6 和 R7 的最大值为：
R6 ≤ (Vin, min – VFB – Vsat) (R11, act)/(–Vout – VBE2)
其中，Vsat 为 Q1 最低的期望发射极-集电极电压，VBE2 为 Q2 的基极-发射极电压。
图 3 显示了 3.3V 输入应用之后的输出电压。由于 -48V 输出跟踪在大约两倍调节电压上，因此 －24V 输出上升至稳压状态。一旦 处于稳压状态时，－24V 输出就随负载发生少许变化。
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图 3 －24V 和－48V 电源的受控关断
在所有负载状态下，－48V 输出电压变化低于 ±1.5%。较好的电压交叉调节归因于钳位控制的充电泵工作特性。在 －24V 输出端 上引起误差的最大原因是随负载变化的二极管电压降，以及 Q2 基极-发射极结的变化和控制器的内部电压基准。－24V 输出情况下 输出纹波电压为 50 mV p-p，－48V 输出时纹波电压为 200mV p-p。1W 负载的效率在 72% 时达到峰值。引起损耗的关键原因是内部 MOSFET 的传导损耗和开关损耗。
图 4 显示了原型电路。整个 SLIC 电路占用了不到一平方英寸的电路板面积。该控制器采用 6 引脚、2×2 mm QFN 封装。该设计有 赖于一个标准的单绕组电感而非较大的定制变压器或双绕组电感，以实现较小的电路板占用面积。
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图 4 电路占用了不到一平方英寸的电路板面积
这种方法成本很低。该设计的最大输出功率受内部 FET 的电流极限限制。使用一个更高的输入电压和大电感值降低了 FET 峰值 电流，从而提高了可以实现的最大输出功率。然而，对于较低的输入电压而言，该电路是一款实用且经济的解决方案。 |
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