整合型便携式设备对电源的要求颇为复杂。本文将对主要的子系统、及其特殊的挑战和首选的解决方案进行研究分析。
作者：钱金荣 (Jinrong Qian)，德州仪器 (TI)
由于功能的不断集成以及外形尺寸的日益缩小，最新一代功能丰富的更小型便携式设备将使电源管理设计发挥关键的作用。一般来说，便携式设备主要包括微处理器、I/O 外设、发光二极管 (LED) 背光、闪存和/或硬盘驱动器、数字和模拟电路，这些功能模块对电源的要求各不相同。为了使这些功能模块正常工作并最小化功耗以实现更长的电池使用时间，系统设计人员面临着提供嵌入式电源管理解决方案以满足电源要求的挑战。除了对电源和系统要求进行分析以外，本文还着重阐述了如何设计这些电源管理电路，以应对微处理器、背光以及硬盘驱动器 (HDD) 的挑战和要求。
为微处理器供电
微处理器是一个处理各种数据和命令的核心器件。大多数微处理器都采用了数字互补金属氧化物半导体 (CMOS) 电路，并且具有开关功耗和静态功耗。数字电路的每一次开关转换均对数字电路的输出电容进行充放电，这样就产生了功耗。该功耗可由下式得出：
(Eq. 1)
其中，C 为总负载电容，fS 为开关频率，VCORE 为施加在微处理器上的电源电压。由该公式我们可以得知：时钟频率的降低会线性降低功耗，且电压的降低可导致一个二次方程式功耗降低。随着微处理器处理速度的不断加快，需要施加在微处理器上的电压将被降低到 1V 以下，以最小化功耗。
微处理器最常见的供电电压范围为 1.0V～1.5V。从电压要求来看，大多数微处理器都具有严格的电压容差，在稳定状态和负载瞬态时的电压容差不到 100 mV。由于微处理器的低工作电压和高电流（要有极高的电流压摆率）要求，电源管理设计人员面临着既要满足严格的电压瞬态要求，又要解决系统功耗预算和电池运行时间高功率转换效率的极大难题。该微处理器的功耗通常为系统总功耗的 30%-40% 左右。对于大多数应用而言，通常是采用锂离子电池为便携式设备供电，其采用 LiCo02 阴极材料，典型的电池工作电压范围介于 3.0V～4.2V 之间。
图 1
图 1 显示了一款同步降压转换器，该转换器是有效地将电池电压转换为低内核电压的理想的拓扑结构。通常，具有集成 MOSFET 的固定频率脉宽调制 (PWM) DC/DC 转换器在正常的负载条件下可实现 90% 以上的转换效率。但是由于开关损耗和栅极驱动损耗的影响，在轻负载条件下时（如便携式设备的待机模式），该转换器具有相对较低的效率。为了使便携式设备实现超长的电池待机时间，拥有轻负载时的高效率至关重要。
首先就是要设计降压转换器以实现非同步模式运行，这样就避免了任何负电感电流最小化与回路电流有关的传导损耗。此外，脉宽频率调制或脉冲跳跃 (pulse skip) 模式通常用于最小化栅极驱动和开关损耗。特有技术（如 TI 开发的节电模式）通过关闭部分控制电路不但降低了开关损耗，而且还使 PWM 控制器的静态电流最小化。在 150 μA 的负载条件下，可以实现低至 18 μA 的静态电流和超过 70% 的效率。
然而，对于从轻负载到高负载的负载瞬态而言，该降压转换器带来了另一个挑战——通过一个延迟时间来唤醒 PWM 控制器并使其充分发挥作用。在该延迟时间内，输出电容必须要为负载供电，这就会引起一个与固定频率 PWM 转换器相比的额外电压降。如何克服节电模式的这一负面影响呢？该电压要求允许微处理器具有一个 ±5% 的总容差，其中包括稳定状态误差和负载瞬态。我们可以将轻负载时的输出电压提高 1% 左右，以补偿由于控制电路唤醒延迟引起的额外压降。 事实上，对于移动处理器而言，提高轻负载时的输出电压是一贯的做法，这一做法被称为负载线调节。该技术增加了瞬态电压摆幅范围，因此其允许对额外电压降进行补偿或使用更小的输出电容。此外，控制环路设计和电感设计对电压瞬态响应的影响非常大。那么您该如何选择正确的电感并设计控制环路带宽来实现快速的瞬态响应以及在保持高效率的同时满足电压瞬态要求呢？
对于从 1 mA 以下到满负载的阶跃负载瞬态而言，电压瞬态响应通常应在 ±3% 以内。当阶跃负载被施加到系统和输出电容时，该电压瞬态与等效串联电阻和转换延迟密切相关。
图 2
前两者的作用非常稳定，通常我们会使用小型 ESR 陶瓷电容。因此，通过优化环路设计和电感值来最小化输出电容器两端的电压瞬态是最具挑战性的工作。输出电容器需要在瞬态响应期间提供负载电流。微处理器所需的电流具有与降压转换器电感电流压摆率相比高得多的电流压摆率。负载电流和电感电流之间的差决定了需要由输出电容提供的电荷，如图 2 所示。如果可以减少该非平衡电荷，那么就可以降低瞬态电压，从而最小化输出电容。电感电流压摆率越快，瞬态响应就越快，压降也就越低。因此，瞬态响应取决于电感电流跟随负载电流的方式。电感电流上升时间与此处描述的控制环路带宽密切相关。
(Eq. 2)
其中，fC 为封闭环路带宽。另一方面，反馈控制环路在轻负载到高负载转换期间使占空比增加。在电感两端出现了一个净电压增加，其会引起电感电流加大。平均电感电流上升时间也可由下式得出：
(Eq. 3)
其中 L、VIN 以及 ΔD 分别为电感、输入电压和占空比增加值。可为给定带宽提供相同快速瞬态响应的最大电感被称为临界电感。该临界电感为经过优化的电感，其可实现尽可能最高的带宽以及用以实现最高效率的最低电感电流纹波。将两个方程式合并可得出用以实现在给定环路带宽条件下最快瞬态响应的临界电感。
(Eq. 4)
图 3
其中，ΔDMAX 为负载瞬态期间最大的占空比增加值。通过方程式可以看出小型电感也可以实现高环路带宽。因此，其可以实现快速的负载瞬态响应，以满足瞬态电压要求。图 3 显示了小型电感和大型电感的输出电压瞬态响应，其表明电感越小，负载瞬态响应就越快。
为背光白光 LED 供电
背光的功耗非常高，其会影响便携式设备电池的使用寿命。这些应用的显示器背光照明最常见的是采用 3～6 个白光 LED 阵列。通常，这些白光 LED 是用 20 mA 左右的电流来驱动以实现优化的亮度和颜色。主要难题有两个：1）如何实现各个 LED 间亮度的一致；2）在保持高效率的同时优化调光功能。
为了解决第一个设计难题，需要使用 LED 驱动器来提供相同的驱动电流。通过将这些 LED 串联起来就可以轻松实现，这样流经每个 LED 的电流就会相
同。驱动 LED 有两种主要的拓扑结构：开关电容/充电泵和升压转换器。充电泵采用电容器将电能传输至输出端，并且解决方案总体尺寸非常小。由于充电泵必须要集成至少 4 个 MOSFET，因此只有高性价比的解决方案才能驱动高达 200 mA 电流的应用，并且当输出电压与输入电压内部不相关时，其效率相对较低。由于其有限的升压能力，通常 LED 是以并联连接。这就需要精确的电流镜以实现相同的驱动电流。电感升压转换器利用一个电感器将电能传输至输出端，其拥有一个为输入电压 10 倍的电压增益。因此，其随时可以驱动串联的 6 个 LED，并可实现超过 85% 的效率。但是，其需要相对较大的电感且存在电磁干扰 (EMI) 方面的设计挑战。
满足系统要求的第二个挑战是要提供许多便携式设备所需要的适合的调光功能。主要的调光技术有三种：PWM、模拟调光和数字调光。
PWM 调光利用一个低频数字 PWM 信号来反复开关白光 LED 驱动器。通过调整 PWM 信号的脉冲宽度就实现了 LED 调光功能。这样做的主要优点在于其可提供高效率的高质量白光。我们可以使用一个 I/O 端口在手机系统中生成一个 PWM 信号以开启或关闭 WLED 驱动器。
图 4
图 5
然而，利用 200 Hz～20 kHz 的低调光频率有可能会生成听得见的噪声。为了避免这种噪声的产生，白光 LED 驱动器必须要能够提供超过可闻噪声范围的调光频率。图 4 和图 5 显示了一个典型的应用电路及其开关波形。
模拟调光是对参考电压进行调节，这样就决定了流经 LED 的电流。我们使用了 PWM 信号（以及一个低通滤波器）来设置调光阈值。同样地，调节占空比将最终改变实现调光功能的平均参考电压。其中的一个缺点就是其在深度调光时的效率较低，这就导致了较短的电池运行时间。另一个缺点就是发光质量。由于低 LED 驱动电流，LED 的发光质量非常差，并且所发出的光与自然的白光也不尽相同。
最后一种调光方法是数字调光方法。该方法要求有一个专用的数字接口（如 I2C）和一个线路接口。通过对到达驱动器的数字信号进编程，根据应用的需要就可实现对白光 LED 的亮度进行动态调节。TPS61060 支持数字调光功能，从而降低了处理器功耗并延长了电池使用寿命。
为硬盘驱动器和 I/O 供电
图 6
硬盘驱动器 (HDD) 和许多 I/O 通常由 3.3V 电压轨来供电。由于单体锂离子电池电压介于 3.0V～4.2V 之间，因此其需要一个降压-升压功能来充分利用可用电量，以延长电池的使用寿命。图 6 显示了 H 桥接降压-升压转换器。如何选择正确的控制方案以实现高效率呢？对于这种降压-升压转换器而言，有两种基本的控制架构。
第一种控制方案是以传统的降压-升压模式运行该转换器。当 Q1 和 Q3 同时开启时，输入电压就被施加到电感器上，并将能量存储在电感器中。输出电容为负载提供了电源。当 Q1 和 Q3 关闭，Q2 和 Q4 开启时，电感电流流经 Q2 和 Q4，并将存储的电能供给输出端。
假设在转换开关和电感两端没有功率损耗，在连续导电模式下这种控制方案的电压增益可由下式得出：
(Eq. 5)
其中，D 为占空比。对于占空比低于 0.5 的情况，其运行在降压模式下，以实现输出电压低于输入电压。对于占空比高于 0.5 的情况，其可实现升压功能。为了达到输出电压等于输入电压的效果，需要有一个 0.5 的占空比。其具有一个可在降压模式和升压模式之间非常平稳的模式转换功能。但是，该传统的降压-升压运行效率较低，这是因为其具有非连续的高输入和输出电流，这就导致了高传导损耗和开关损耗以及电感铜损。
第二种控制方案是以降压或升压模式运行该转换器，其可实现与降压或升压转换器相类似的较高的效率。当输入电压高于输出电压时，该转换器将以降压模式运行；当输入电压低于输出电压时，该转换器以升压模式运行。在降压模式时，通常Q4开启，而 Q3 是关闭的。Q1 和 Q2 作为一个同步降压转换器交替开启和关闭。在升压运行模式下，当 VIN 小于 Vo时，通常Q1为开启状态，而 Q2为关闭状态。Q3 和 Q4 作为一个同步升压转换器交替开启和关闭。MOSFET 和电感的均方根 (RMS) 电流与降压或升压转换器的电流相等。这种控制方案可以实现比传统降压-升压转换器高出 5%～10% 的效率。
图 7
图 8
为了进一步利用最小尺寸解决方案满足延长电池使用寿命的要求，我们使用了集成的 N 通道 MOSFET 作为最佳的开关 MOSFET。对于给定的硅裸片尺寸而言，由于 N 通道 MOSFET 具有比 P 通道 MOSFET 更低的导通电阻，因此这种方案进一步降低了传导损耗。但是，驱动N 通道 MOSFET 需要借助充电泵电路提供高栅极驱动电压。一项由 TI 开发的创新型技术在保持总体硅芯片尺寸小于 P 通道 MOSFET的同时将这些充电泵电路集成到了硅芯片上，从而以最小尺寸的解决方案实现了最高的效率。图 7-8显示了各种负载条件下典型的应用电路和效率。从图中可以看出可以实现高达 95% 的效率。
就满足严格的电压瞬态响应并实现尽可能最高的效率以充分利用电池电量而言，为诸如微处理器、背光 LED 和 I/O 的关键组件供电是至关重要的。系统设计人员充分理解优化电感和环路带宽所需的设计挑战以及实际的操作原则也是很重要的，因此要选择正确的控制方案以满足系统的性能要求。 |
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