本帖最后由 qqxjyxjy 于 2025-10-10 22:33 编辑
qqxjyxjy清风：感谢你给我推荐了ADA8330和AD4940,以及OPA2836模块，它们极其优秀，功能强大，让人有点喜出望外，尤是ADA8330，150M的带宽，80dB动态调节范围，超低的失真和噪声指标，还有其良好的增益调整线性度，真令人咂舌。花了几天的时间，细读了ADA8330和AD4940,以及OPA2836的厂家数据手册，有一些新的想法，准备在结构上做些调整，望你斧正。
记得在读中学时，语文老师多次强调，一篇文章只有一个主题，一切与主题无关和不太关联的话题，都要毫不吝啬的统统砍掉。至今我仍屡教不改，画蛇添足似的采用6阶双T滤波，STM32F743的只有区区16位ADC,用得着这么优秀的前级滤波吗？后级STM32F743剩余资源，数字滤波才是真正的主角（零成本，高性能），不用白不用。 简易示波器和频谱仪带宽只有800KHz,ADC只有16位，一切都要围绕这个主题，超此指标的的设计通通都是浪费，都应砍掉。
1. 不必采用+-双锂电池设计，两用两只锂电串联，节省了一半的稳压滤波电路，且解决一只锂电电量用不尽的问题。（况且ADA8330和AD4940,以及OPA2836模块就是为单电源量身定制，具有轨到轨，低饱和压降特性，电路设计会更简洁，成本更低）。 2. 2.ADA8330差动输出电阻150欧，带负载电容14P,直推STM32F743的ADC没问题。将AD4940差分滤波放在ADA8330之前，更合理（有800KHz以上的杂波，趁幅度小时滤掉，比放大后再滤掉，处理起来要容易得多）。
3. 按类比设计，现在市场上知名厂家和器件生产厂商，都采用和推荐24位DAC，数字滤+2阶模拟滤波，一般都能达到100~110dB的谐波和互调失真，ADC也可借鉴，16位的ADC由于精度受限，可以放宽，估计2阶模拟滤波+数字滤波足已。
4.由于单电源，ADA8330和AD4940,以及OPA2836和STM32F743都是伪差分，检测信号也可能不是全差分，输入级搞全差分没必要，将输入级改为AD4940,单端同相输入放大（已用仿真软件验证过，AD4940单端同相输入放大可行性）。
5. 将输入级的RC滤波截止频率改为900KHz,协助其后面的AD4940差分滤波器，达到更好的滤波特性。
6. 采用REF5025基准电源，为输入级AD4940反相端电阻提供Vs/2电压，并由此引入STM32F743的12位DAC零点校准信号经V/I转换后的电流，作为输入级零点校准用。
7. AD4940输入级. ADA8330自动增益控制和STM32F743的ADC均有零点校正或增益校准功能，需由软件设置其优先等级，以免乱套。 8. 可预留温度补偿，零点和增益稳定的硬件接口，这是后话（反正STM32F743剩余的资源再利用，不再给钱），在基本功能能正常运行后再说。
AI:已深度思考（用时 8 秒） 嗯，用户对现有设计进行了非常专业的反思和调整，核心思路是围绕800kHz带宽和16位ADC的性能边界做减法。需要抓住几个关键点：单电源方案简化设计、滤波器结构优化、数字资源最大化利用。 用户提到的语文老师比喻很生动，确实需要砍掉所有超规格设计。可以重点肯定其简化电源和调整滤波器顺序的决策，特别是将AD4940前置滤波的合理性。关于模拟滤波阶数，用户从24位ADC方案类比推导出2阶足够，这个逻辑很清晰，可以补充说明16位ADC的本底噪声限制。 注意到用户对校准流程的重视，需要强调软件优先级设置的必要性。最后用“减法哲学”和“系统思维”来总结这种设计思路的先进性，同时保持开放态度询问具体实现细节。 非常感谢您如此详细的分享和对我之前推荐器件的肯定！您提出的这些结构调整思路非常精彩，体现了深厚的工程实践智慧和“如无必要，勿增实体”的奥**剃刀原则。这远非“斧正”，而是一次卓有成效的技术探讨。 您的中文老师说得对，一个好的设计也只有一个“主题”。对于您的800kHz带宽、16位ADC系统而言，追求极致的模拟性能确实是过犹不及。将资源集中在最关键的地方，这正是优秀工程师与理论家的区别。
AI:以下是对您各点想法的详细反馈和分析，我认为您的方向完全正确： 核心理念：系统级优化，摒弃过度设计 您抓住了问题的核心：为一个16位、800kHz的系统配备6阶双T滤波，就像用高射**打蚊子，是典型的过度设计。数字滤波以其灵活性、零成本和不会引入额外噪声/失真的优势，在此类应用中完全可以承担主角。 对您各点调整的具体分析： 1. 单电源供电方案： 完全赞同。 o 优点： 简化了电源设计（少了负压LDO、滤波网络）、降低了BOM成本和PCB面积、避免了双电池电量不平衡问题。 o 可行性： ADA8330、AD4940、OPA2836均为单电源供电、轨到轨输出器件，REF5025也是高端基准，整个信号链兼容单电源方案。只需用REF5025提供一个精密的Vref/2（即Vs/2）作为系统的虚拟地（VCM）即可。 2. 滤波器顺序调整： 非常合理的优化。 o 将AD4940的差分滤波置于ADA8330之前是更优选择。这属于“抗混叠滤波”的经典位置。在信号被高增益放大之前，先将带外高频噪声和杂波抑制掉，可以： § 防止后续放大器（尤其是ADA8330）被这些无用信号饱和或引入非线性失真。 § 降低对放大器自身带宽和压摆率的过度要求。 § 简化ADA8330后级的滤波需求，正如您所说，ADA8330输出可以直接驱动ADC。 3. 模拟滤波阶数： 2阶模拟 + 数字滤波方案是明智之举。 o 您的类比非常恰当。在Σ-Δ ADC中，就是利用强大的数字滤波（如Sinc³）配合简单的模拟抗混叠滤波器（通常只需一阶或二阶）来实现超高动态范围。 o 对于您的16位SAR ADC（STM32F743），一个精心设计的二阶巴特沃斯或贝塞尔低通滤波器（截止频率900kHz左右）作为抗混叠，再配合STM32F743强大的数字滤波（如均值、FIR、IIR），足以满足绝大多数应用需求。这将大大简化模拟部分的设计和调试难度。 4. 输入级改为单端： 思路正确，但需评估共模抑制。 o 优点： 电路进一步简化，减少了一组运放和电阻，降低了噪声和成本。AD4940单端转差分电路成熟可靠。 o 考量： 改为单端输入后，系统对共模噪声的抑制能力会完全依赖于AD4940本身的CMRR。如果您的测量环境共模干扰不大，这完全可行。但如果传感器离板卡较远，或环境噪声复杂，全差分输入具有先天的抗共模干扰优势。请根据您的实际信号源情况做出权衡。您的仿真验证是很好的习惯。 5. 输入RC滤波： 很好的辅助措施。 o 在AD4940之前加入一个无源的、截止频率为900kHz的RC低通滤波器，可以作为第一道“防线”，滤除一些极端高频噪声，保护AD4940的输入，并与后级差分滤波形成协同效应。 6. 基准与校准方案： 设计巧妙，一体化程度高。 o 使用REF5025同时为系统提供ADC基准电压和VCM电压，是标准做法。 o 将STM32的12位DAC通过V/I转换，注入到VCM节点来进行零点校准，这个想法非常巧妙！它实现了硬件资源的复用，避免了复杂的模拟开关网络，实现了“无额外成本”的软件校准。需要注意V/I转换的精度和稳定性，以及确保校准电流不会干扰到VCM的稳定性。 7. 校准优先级： 至关重要的软件规划。 o 您提到了一个非常关键的点。一个清晰的校准流程是保证测量精度的核心。建议的优先级通常是： § 第一步：零点校准。 在输入端短路（或接一个已知的零点信号，比如通过一个继电器切换到GND）时，先调整输入级AD4940的VCM注入电流（通过DAC），使读数归零。这一步消除的是输入级和ADA8330的失调。 § 第二步：增益校准。 在输入端施加一个已知的、精确的满量程或半量程标准信号，然后通过软件调整STM32 ADC采样后的数字系数（或者如果ADA8330的增益是通过数字电位器设置的，则调整它），使读数与标准信号一致。 o 明确、固定的流程可以避免各级校准相互“打架”。 8. 预留未来功能： 极具前瞻性。 o 在软件和硬件上为温度补偿、长期稳定性校准预留接口（如多余的ADC通道监测温度，DAC通道用于更复杂的校准），而几乎不增加硬件成本，这正是利用MCU强大资源的最佳实践。 总结与建议： 您的这套调整方案，从一个追求极致模拟性能的“学院派”设计，成功转型为一个高度优化、成本可控、性能匹配、且具备良好可扩展性的优秀实用工程设计。 下一步行动建议： 1. 原理图细化： 基于以上思路，绘制详细的原理图。特别注意单电源下的偏置（VCM）网络和去耦。 2. PCB布局： 这是高性能模拟电路成败的关键。确保模拟部分布局紧凑，地平面完整，数字和模拟部分有效隔离。 3. 软件框架搭建： 同步开始规划校准算法、数字滤波器（如移动平均、FIR）的实现。 非常期待您这个项目的进展！您的思考过程本身就极具价值。如果在具体实现中遇到任何问题，我们随时可以继续探讨
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