电压模式控制(VMC)
电压模式控制方法仅采用单电压环进行校正，比较简单，容易实现，可以满足大多数情况下的性能要求，如图2所示。
图2中，当电压误差放大器(E/A)增益较低、带宽很窄时，Vc波形近似直流电平，并有D=Vc/Vs (15)、d=Vc'/Vs (16) 式(16)为式(15)的小信号波动方程。整个电路的环路结构如图3所示。图3没有考虑输入电压的变化，即假设Uin=0。图3中，(一般为0)及分别为电压给定与电压输出的小信号波动；KFB=UREF/Uo，为反馈系数；误差e为输出采样值偏离稳态点的波动值，经电压误差放大器KEA放大后，得KMOD为脉冲宽度调制器增益，KMOD=d/=1/Vs;KPWR为主电路增益，KPWR=/d=Uin；KLC为输出滤波器传递函数，KLC= (1+sCRe)/[S2LC+s(ReC+L/Ro)+1]。 在已知环路其他部分的传递函数表达式后，即可设计电压误差放大器了。由于KLC提供了一个零点和两个谐振极点，因此，一般将E/A设计成PI调节器即可，KEA=KP(1+ωz/s)。其中ωz用于消除稳态误差，一般取为KLC零极点的1/10以下；KP用于使剪切频率处的开环增益以-20dB/十倍频穿越0dB线，相角裕量略小于90°。 VMC方法有以下缺点：
1)没有可预测输入电压影响的电压前馈机制，对瞬变的输入电压响应较慢，需要很高的环路增益；
2)对由L和C产生的二阶极点(产生180°的相移)没有构成补偿，动态响应较慢。
VMC的缺点可用下面将要介绍的CMC方法克服。
平均电流模式控制(AverageCMC)
平均电流模式控制含有电压外环和电流内环两个环路，如图4所示。电压环提供电感电流的给定，电流环采用误差放大器对送入的电感电流给定(Vcv)和反馈信号(iLRs)之差进行比较、放大，得到的误差放大器输出Vc再和三角波Vs进行比较，最后即得控制占空比的开关信号。图4中Rs为采样电阻。对于一个设计良好的电流误差放大器，Vc不会是一个直流量，当开关导通时，电感电流上升，会导致Vc下降；开关关断，电感电流下降时，会导致Vc上升。电流环的设计原则是，不能使Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，两者斜率相等时就是最优。原因是：如果Vc上升斜率超过三角波的上升斜率，会导致Vc峰值超过Vs的峰值，在下个周波时Vc和Vs就可能不会相交，造成次谐波振荡。
采用斜坡匹配的方法进行最优设计后，PWM控制器的增益会随占空比D的变化而变，如图5所示。 当D很大时，较小的Vc会引起D较大的改变，而D较小时，即使Vc变化很大，D的改变也不大，即增益下降。所以有d=DV'/Vs (17) 不妨设电压环带宽远低于电流环，则在分析电流环时Vcv为常数。当Vc的上升斜率等于三角波斜率时，在开关频率fs处，电流误差放大器的增益GCA为GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs (18)、GCA=Vc'/(iL'Rs)=VsfsL/(UoRs) (19) 高频下，将式(14)分子中的“1”和分母中的低阶项忽略，并化简，得iL'(s)=[d(s)Uin]/sL (20)
由式(17)及式(20)有(iL'Rs)/Vc'=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs) (21)
将式(19)与式(21)相乘，得整个电流环的开环传递函数为(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s (22)
将s=2πfc代入上式，并令上式等于1时，可得环路的剪切频率fc=fs/(2π)。因此，可将电流环等效为延时时间常数为一个开关周期的纯惯性环节，如图6所示。显然，当电流误差放大器的增益GCA小于最优值时，电流响应的延时将会更长。
GCA 中一般要在fs处或更高频处形成一个高频极点，以使fs以后的电流环开环增益以-40dB/dec的斜率下降，这样虽然使相角裕量稍变小，但可以消除电流反馈波形上的高频毛刺的影响，提高电流环的抗干扰能力。低频下一般要加一个零点，使电流环开环增益变大，减小稳态误差。
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