一种基于TDAl6846的新型有源功率校正电路设计

2万 · 2014-3-26 23:43

1 概述
早期的功率因数校正技术(PFC)主要是靠无源器件电感、电容实现的，称之为无源PFC技术。其方法是，在整流桥后面串接一个较大的电感，以改善滤波电容充电波形和增加电流的连续性，达到提高功率因数的目的。这种无源PFC技术虽然实施简单，但是体积大，很笨重，效果也不理想，功率因数仅可校正至0.85左右[1]。
近年来，随着微电子技术和电力电子技术的发展，一种以boost变换器为主的有源功率因数校正器(APFC)得到了发展。这种APFC变换器大多工作于连续导电模式(CCM)，其工作原理是：采用多数入口乘法器(Multiplier)，取样整流后的脉动波形，并和输出电压误差放大器的误差电压相乘，经电流调节环节产生PWM波形，使经过电感的电流按正弦规律变化，从而达到了PFC目的。这种校正方法可使电源的功率因数接近1，因此广泛地应用于电力电子设备中[2]。但是这种APFC技术由于结构较复杂，较适合于较大功率容量的变流设备；而对于大量应用的200 W以下的变流设备，就显得不合适。
本文推出的以"电荷泵"(Charge Pump)校正原理设计的APFC电路，由于结构简单、制作方便，适合于较小容量的电子设备，有广阔的应用前景。
2 电荷泵功率因数校正技术
2.1 原理简介
在普通的容性负载整流电路中，电流仅出现在正弦电压的峰值附近，如图1(a)所示。图中，Vm表示输入交流电压波形，Im表示电流波形。其工作原理是：当整流后的正弦电压小于滤波电容两端电压时，整流二极管不导通，亦无电流流入。只有整流后的电压大于滤波电容上的电压时才有电流。所以在输入电路中，给电容充电的电流不连续，从而使其相位与电压不一致，造成功率因数下降。如果采取某些措施，使整流后电压在低于滤波电容上的电压时也有电流流入，而且电流的变化规律和输入电压波形一致，就可提高其功率因数，电荷泵电路就具有上述功能；Imp表示经电荷泵电路后的电流波形。

2万 · 2014-3-26 23:44

电荷泵电路的特点就是能使电流由低电势流向高电势，并保持正弦波形状，其工作原理如图1(b)所示。图中V1表示经整流后的输入电压，V2表示滤波电容C2上的电压，V3为辅助电压。在该电路中即使V1<V2，只要V3的峰峰值大于V2一V1，就会有电流连续地向V2充电。其工作过程是：当V3脉冲电压下降接近零电平时，D处电势也下降。这样D1导通，D2截止，电流通过D1流入C3，给C3充电，电荷蓄积在C3上。当V3脉冲电压上升时，D点电位亦上升，VD=V3+VC3。由于VC3△V1，V3>V2一V1，从而使VD>V2。这样D1被截止，D2导通，C3通过D2放电，电流流向V2，实现了较低电压V1间接流向V2的目的。实际上通过这种电路使V1完成了给C2充电的过程。

在电荷泵电路中，每次传送的电量为：

Q=[V3一(V2一V1)]C3=(V3+V1一V2)C3 (1)

如果V3的频率为f3，则传送的电流(即输入电流)I1为：

I1=(V3+V1一V2)C2f3 (2)

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上式中，V3是V2经开关变压器和二极管产生的(参见图4)。在不考虑变压器初级电阻和二极管正向压降的情况下，V2=V3。因此，式(2)可以变形为：

I1=VlC3f3=k·V1 (3)

由式(3)可见，这时输入电流随输入电压V1的正弦包络变化，从而达到了功率因数校正的目的。

图2给出了实际应用结构图。该图中的电容C，整流桥BR和二极管D分别代替了图1(b)中的C3，D1和D2。从结构上讲，该图是一个标准的开关电源电路。图中的电感L，快恢复二极管D和电容C既完成了电荷泵的功能，也构成了一个能吸收由开关管T在开关过程中激起的尖峰电压的缓冲电路。图中，电荷泵是插入在BR，滤波电容Cp的正端和开关管T的漏极之间，如图中虚线框内所示。当开关管T导通时，输入电压Vin经BR整流后的电压Vinr给C充电。当T关断时，C经过D给Cp充电，从而完成"泵电"的过程。为了防止形成瞬时尖峰脉冲，串接了电感L。

2万 · 2014-3-26 23:44

下面简述该电路吸收尖峰干扰脉冲的原理。变压器的初级电感Lp，C和快恢复二极管D构成了一个交流闭环回路。当开关管关闭后，变压器中储存的能量开始释放。由于交流闭环的存在，变压器能量释放形成的浪涌电流被旁路，并形成一个衰减振荡。由于该振荡的耗能作用，使得其振幅和频率降低到电路可靠工作所能容许的程度。利用电荷泵电路完成缓冲功能的好处是既节省了电子元件；又使吸收过程中能量损耗极小，从而也提高了电源系统的效率。

2万 · 2014-3-26 23:45

这种APFC电路的突出优点就是结构简单，通过对常规缓冲电路进行合理调整，可以很容易变成具有PFC功能的高性能开关电源。由于电荷泵中的电容C提供了一个高频通路，因此其效能可通过载波频率而确定；也就是说，输入电路的电流波形的相位可通过改变载波频率来校正。
2.2 波形分析
下面用图3波形对PFC电荷泵电路进行分析，图中的电压、电流波形都是以输入交流电压为230 V测定的。

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设在t0时刻功率管T导通，其漏极电压Vt由约600 V电平降至O V，由于电感的作用，变压器初级电流Ip同时开始逐步上升。同时由于Vt电压的下跳，通过电容器C传至L，D的连接处P(参见图2)，使该点电压Vp由400 V下跌至一200 V左右。由于Vp变负，使与该点连接的电感线圈中的电流IL开始增加。该电流对电容C充电，并使Vp电压开始爬升。在t1时刻，经由变压器TR初级电感Lp和电感L的充电过程结束，并由控制电路使功率管关闭。这时电压Vt和与Vt相关的Vp再次升高，直至Vp的电压等于电容器Cp上的电压Vcp为止。尽管Vt由于Lt释放能量的原因继续爬升，由于D的箝位作用，使Vp维持电容器Cp电压Vcp之值(约400 V)不变。与此同时，原来给电容器C充电的IL通过二极管D流向电容器Cp，使留在L里的能量转移到了Cp。这样，使电流从输入电压瞬时值较低端向电容器Cp的高电压Vcp流动。

在t1时刻之后，由于D的续流作用，使初级电流Ip沿着Lp，C，D方向继续流动，直至次级二极管导通，变压器开始向次级放电为止(t2时刻)。在此期间，由于Ip的存在，使Vt继续攀升，直至Ip等于零的瞬间，Vt稳定在600 V。在整个的放电区间(t2～t3)，IL逐步减少，但Vp维持原电压不变。

在功率管导通的t0～t1间隔内，是电感线圈L储能的时间，该时间间隔△T越大，L中储存的能量越多，电流的值亦愈大。控制△T的因素有2个：一是次级负载，他和△T成正比关系；2是输入回路的电压值，成反比关系，也就是说输入电压越低，△T的值越大。在△T期间"电荷泵"中电容器C的充电电流Ic也逐步增加，流向和图2所标的方向相反，构成功率管漏极电流的一部分，如图3所示。

2万 · 2014-3-26 23:45

由于功率管的开关周期远远小于主回路输入电压整流的包络周期(10 ms)，因此Cp的充电间隔△T很小。即使输入电压Vin过零，对VCP影响很小。因此与一般直接对Vin整流后滤波相比，交流纹波小得多，使得在相同功率下，滤波电容明显减小。

当主回路输入电压接近其包络峰值时，在功率管导通时间间隔t3～t5内的t4时刻，由于充电电压的升高，Vp已经达到其最大值，IC在此时刻停止流动，使It瞬时下跳，其值约等于IC的上跳值，参见图3所示。此时由于电感电流IL的作用使二极管D导通，IL直接给CP充电。在t4～t5期间，由于LP的作用，It再次继续上升；由于没有IC的反向分流作用，It上升斜率略低于t3～t4时刻。在t5时刻，功率管关闭，其后波形变化规律同于t2时刻。这一变化规律与前者不同之处有2点：

(1)It出现2次峰值，t4时刻峰值电流为It(t4)=Ip(t4)一IC(t4)>IP(t4)，式中I4(t4)为负值(见图3)，另一个峰值为IL(t5)=IP(t5)。

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(2)在此期间，IL不再每个周期归零，即进入阶段性连续电流状态，这种状态只有在Vin幅度较大时发生。

值得一提的是，该电路中的电感线圈L即使饱和，也不会形成大的充电电流，这主要是由于电容器C对充电电流有限制作用的原因，而且VCP一般都高于输入电压Vin峰值，有效地限制了整流桥的冲激电流，从而也提高了电路的可靠性。

一种基于TDAl6846的新型有源功率校正电路设计

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