开关电源的电磁干扰防制技术——传导篇

发表于 2014-10-15 22:15

因此，改善磁场干扰的方式，包括两部份，一是减少磁力线的能量，包括改变电流振幅／时间变化率等，另一是减少磁力线的影响，包括缩小电流回路，拉开两者之间的距离，导体面积等方法。

电场耦合效应如图17所示，在PCB板上有两导体时会有一等效电容效应，而当左端的布线有一时变电压产生时，其右边的导体会因电场耦合效应而产生一耦合电流，此耦合电流即是因电场效应所产生的电场干扰。

磁场耦合效应如图18所示，在PCB板上有两导体回路时，当左边的回路有一时变电流产生，其右边的回路也会因磁场耦合效应而产生一耦合电压(感应电势)，此电压即是因磁场效应所产生的磁场干扰。

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图17

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图18

产生电场干扰的原因，在于带电体的电荷重新分布，因电荷改变后会让电容两端的电压改变而不断的充放电。产生磁场干扰的原因，在于流过导体的电流在不断改变，即电流产生的磁力线会使周围导体感应出电动势，告成磁场干扰。

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电场与磁场的干扰起源于快速的能量(电压／电流)变化；而快速的能量变化可分两部份，一是能量本体的频率(变化率)，一是能量本体的振幅(大小)，而对策电磁干扰的方式不外两种，一是对策能量本体，像是抑制此能量的振幅或是改变其变化率，像是缓冲器，导通(截止)速度，更换组件的速度，变压器设计等，另一是截断干扰的耦合路径，将干扰源封闭在电源本体里面，像是用LC滤波器，铜箔，外壳等，不论使用何种方式，目的都是为了达到电磁干扰可以通过法规的需求。

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4.3 寄生组件的影响

在实际的电源产品中，到处都充满了寄生组件，包括组件本体的寄生组件与布线组成的寄生成份。当频率到MHz时，nH的电感与pF的电容会对EMI产生非常大的影响。

以一个环形电感来举例，多数的工程师只在意它的Al值，即绕了几圈后可以得到多少的感量，却没有去考虑到他的等效电容(ESC)与等效电阻(ESR)，而在电磁干扰的领域，此等效电容与等效电阻却非常重要；理想的磁性组件，其阻抗应与频率成正比(Xl=2*pi*f*L)，即频率愈高时其阻抗愈高，但在实际应用里，组件的等效电容却会抑制其阻抗特性。

如图19为一电感的阻抗与频率曲线，在频率低于共振点时，其阻抗会因频率上升而增加，但在过了共振点(Fr)后，阻抗却会因频率上升而变小，而无法达到预期的抑制效果。

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图19

笔者在对策电磁干扰时将频段分为二部份, 10M以下的频段与10M以上的频段，在10M以下的频段, 其对策与变压器/滤波器/布线/结构等较相关, 而在10M以上的频段, 其对策与变压器/布线/滤波器/缓冲器(Snubber&Bead)/开关组件与速度/屏敝等较相关, 因布线/滤波器/变压器在高低频皆会影响，因此笔者在此先针对布线/滤波器/变压器等(10M以下)先做介绍。

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5 布线(Layout)设计概念

由之前的介绍可知，电场干扰与磁场干扰是电磁干扰里最大的干扰源，不但布线的走线会大大的影响电场与磁场的耦合路径，也会因布线的寄生组件而影响电源的特性，因此良好的布线方式是从事电源设计不可缺少的能力之一，不但多数的电性问题皆因不良的布线导致，电磁干扰的好坏也与布线习习相关，不论是传导或辐射。

多数的布线工程师并不知道怎样的走线方式较好，而只认为每个节点都接到即可，愈资深的工程师则愈会对布线有所要求，以作者的经验，60%以上的电性不良皆是因布线所致，而在此将布线的基本概念概述如下：

5.1 安规距离与制程要求

此为最基本要求，任何产品皆需要达到安规规范，而不同的产线也会有不同的制程要求，像是组件本体大小，各组件之间的距离，接点大小，白漆…等，一般此规范会由各家布线工程师管控，因此在这里不做多述。

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5.2 电源路径与信号路径需分开

在开关电源设计里，信号可分为大电流与小电流的，以反激式(flyback)架构为例，大电流是由输入电源进来至滤波器，桥式，大电容，变压器，初级侧开关，次级侧二极管，输出电容到输出线材等走大电流的路径称为电源路径(power trace)；而走小电流的路径就称为信号路径(signal trace)，像是IC周边的组件或回授电路。

电压愈大会有较大电场的产生，而电流愈大则会有愈大磁场的产生，而周边组件，特别是良导体愈靠近此电场或磁场就会耦合愈大的能量，因此在做布线安排时，尽量让电源路径与信号路径分开来走，以免信号路径被干扰产生误动作，也避免干扰源藉由其他导体放大其干扰信号，在此将电源路径与信号路径分别说明如下：

5.2.1 电源路径的基本概念

把布线的路径想象成一条水流(即电流)，水流自然会往河流愈宽的地方流(走线愈粗的地方)，而且也自然会往低处流(往目标，即输出端流)，在电源路径上的组件皆应该照顺序流过，否则会大大地衰减其作用。

电容是储存电荷的组件，愈大的电容可储存愈多的电荷，因此在看电源路径时，可视电流由电容正端出发，经由开关组件的回路后再回到电容的负端形成开关回路。

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图20为一升压加反激(PFC+Flyback)架构的例子，PFC前端会有一颗小电容，PFC会由此电容形成一导通回路(绿色箭头)经电感，MOSFET，Rsense回小电容，与截止回路(紫色箭头)经电感，二极管，大电容回小电容；即电流由电容的正端出发，经一回路之后再回到电容的负端；同理，Flyback由大电容的正端开始，经变压器，MOSFET，Rsense后再回到大电容负端；输出则由变压器的正端，经输出二极管，输出电容后回到变压器的负端。

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图20

因电源路径有很大的电流与电压变动，因此在布线时要注意，流过大电流的回路会产生磁场辐射，因此大电流的走线要尽量短与粗，尤其是次级侧。

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高电压开关的走线则要尽量减少其面积以减少电场效应，并尽量减少其相临的导体面积与之间的距离以减少等效电容，图21与22为量测反激式变压器两端的电压波形，由波形可知在MOSFET的Drain端与Diode的正端有很大的电压变化量，因此在布线时此两点的布线面积要尽可能的小，也尽量远离其他的导体以避免电场效应。

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图21

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图22

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有时因为布线的考虑，无法将回路变的很短，这时我们可以靠高频电容来帮忙，像是在大电解电容同电位上并联一个陶质(高频)电容，因多数的电解电容是低频组件，而并联的高频电容可以提供开关时的高频电流，此电容可放在如图23所示的位置，在PFC端可在二极管后端并一颗小电容且靠近PFC MOSFET的地，缩短PFC截止时的回路，而Flyback端则可以在靠近变压器正与Rsense负端并一颗电容来形成较短的回路；愈短的回路可以减少电场导体与磁场回路的面积来得到更好的EMI效果。

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图23

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5.2.2 信号路径的基本概念

凡不是电源路径(Power trace)，皆可称为信号路径(Signal trace)，因IC是撷取电源路径里的电压／电流信号来维持系统的稳定，因此在信号路径里最重要的就是从撷取信号源到各IC 脚端时是否干净以利IC运作。

在电磁干扰的领域里，信号路径一般需注意两点，一是辅助绕组(Vcc)回路，一是小信号回路。

辅助绕组回路如图24所示，在此举例的IC为通嘉的6 PIN IC(LD7538)，其辅助绕组回路是由变压器的辅助绕组绕组，二极管，电解电容先形成一开关回路再接至IC，就如同二次侧的切换回路一般，让此开关回路愈短愈好。

IC的供电脚与地脚旁边通常需并联一颗MLCC小电容(0.1uF)，此电容愈近IC愈好，因此电容是高频电容，IC在驱动MOSFET时会由此电容抽能量，且其他噪声在进IC前可先被此电容过滤一次，不论此噪声是经由偏压回路或是地的回路皆有过滤作用。

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图24

小信号回路是指IC的各个出脚端，信号愈小的脚位愈容易被干扰，IC在运作时不外乎侦测电压或电流信号，电压信号是由此脚位与地之间形成的电压准位来做判定，而电流信号则是由撷取信号端到IC脚位上的电流大小来决定，因信号愈小愈容易被外来的信号所干扰，尤其是不到1V的电压信号或是不到1mA的电流信号，所以在布线时要非常小心此小信号的走线。

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外，IC驱动MOSFET的栅极回路里也会回到IC的地而形成一电源回路，因为了减少开关损失，IC流入或流出MOSFET的栅极电流有时会超过1A以上，因此IC的输出至MOSFET的栅极与IC至地的走线也很重要，其回路就如同下图粉红色所示。

在此以反激式架构来做说明，反激式简图如图25所示，MOSFET下方会串联一电阻(Rsense)来做电流侦测，其侦测的信号通常都很小来达到低功率损失（<1V），因此布线时要注意此电阻正端截取的信号线，若此信号线在回IC前有加电阻与电容的低通滤波器(RC filter)，则此电阻电容要愈靠近IC愈好，如此可让任何外来的噪声在进IC前皆被此滤波器衰减过，而电阻的负端(GND)回IC的路径也是愈短愈粗愈好，因IC是侦测电阻两端的电压来运作，路径愈短可以减少寄生电感的效应而让IC看到愈真实的信号。

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图25

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因IC的信号一般都较小，很容易受到外来的干扰而产生误动作，因此在布线时除了要注意与电源路径的距离外，也需注意与任何会产生干扰的组件，像是与磁性组件的磁力线会影响到的周边，或是电源输入线材周边等高压电位都是需注意的地方。

电源与信号路径有一个共同接点：GND，地的走线对EMI影响非常大，参考的地回路接线方式如图26所示。

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图26

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橙色线为Y电容建议连接法，让输出的地经由Y电容直接连至桥式整流器的负端，让雷击或ESD的能量可以快速的经由Y电容通过。

绿色线为辅助回路的建议接法，让电解电容直接回变压器的地，再单独接至大电容的地。

红色部份为IC的地建议接法，因MOSFET下方的电阻是电源路径(会走大电流)，要尽量的靠近大电容来形成较小的电流回路，再由大电容拉一条线至辅助绕组的积层陶瓷电容(MLCC)，再进入IC的地，而其他IC周边组件的地，即以MLCC电容为中心连接点，此接法一般称为心脏接地，即以此电容为心脏中心，IC周边下地点都接回至此电容，如此任何的地信号要进入IC的地之前，都可以先被此MLCC电容过滤成较干净的信号。

在布线时，任何大面积的导体都需要特别留意，包括散热片／外壳／输入／输出线材等，这些导体如同一天线，会放大任何在上面的信号，不但这些组件所接的位置非常重要，其经过的路径也需注意；一般来说，散热片与外壳不可空接，否则其很容易与周边组件耦合电场效应而产生高频干扰，一般会使其接一较干净，在运作时不会有电位差的电位(GND)。

在此建议的布线方式并不是最好的方式，因不同的变压器设计与布线不同，在EMI里的结果也会有差异，有时必需将干扰源抑制在二次侧或初级侧，有时则必需将干扰源由Y电容或其他组件导出以得到较佳的EMI，因此在此只提出一个布线的设计参考，使用者在对策EMI时仍需做不同的布线方式来得到最佳的EMI效果。

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6 EMI滤波器设计概念

6.1 基本概念

在开关电源的设计里，为了对策传导干扰大都会在输入端前端加入EMI滤波器，因传导测试是由AC端来做量测，因此滤波器愈靠近接收器效果愈好(让所有的干扰都可经由滤波器做衰减)，而一般滤波器是经由电感与电容组合而成的二阶低通滤波器。

如图27所示，当干扰信号在经过接收器之前，由电感与电容组成的二阶低通滤波器来衰减高频信号，由图28可知，愈大的滤波电感或电容，可以让谐振频率点往前移而衰减更多高频信号。

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图27

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图28

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6.2 耦合路径

在滤波器设计上，需确认要衰减的路径是差模还是共模，如图29所示为常用的EMI滤波电路，蓝色回路为差模滤波器，左边为L1与X1，右边则由L2与C1所组合而成的差模低通滤波器，紫色回路则为共模滤波器，分别由上端的L1与Y1，L1与Y2组合而成。

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图29

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6.3 实际的滤波器考虑

理想的滤波器很容易理解，高频干扰经过低通滤波后衰减其高频信号。但在实际应用里，电感或电容愈大，有时并不一定有较好的EMI效果，甚至有时还会较差，这是为什么？

因真实的电感或电容，必需考虑到组件内部的等效电路，像是理想的电容，其阻抗会随着频率增加而减少，但在实际的电容器内部会有ESL与ESR，当频率与阻抗曲线在超过自谐振频率点(Fr)之后，其阻抗反而会因ESL的效应而导致频率愈高，阻抗愈大。

下面就对滤波电感与电容个别来做介绍：

电容：图30为一电容的等效电路，Ｌ为等效电感，Rs为等效串联电阻，Rp为等效并联电阻，Ｃ为其电容值

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图30

[技术] 开关电源的电磁干扰防制技术——传导篇

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