一、电源转换电路
24V->12V
输入部分：
VM
这是输入电源接口，可能来自外部适配器、电池组或其他电源模块。它直接为整个DC-DC降压电路提供电压，通常在 5V~36V 范围内（TPS5430支持的输入范围）。
C16 (100nF 100V)
小容量（0.1µF）的高频去耦电容，主要滤除高频噪声和尖峰干扰，它的反应速度快，但对低频波动作用有限。
C15 (47µF 100V)
大容量（47µF）的输入储能电容，滤除低频纹波，提供稳定的直流电给芯片输入。
C15和C16组合类似一个低通滤波网络，高频小电容、低频大电容，保证输入电源稳定
转换部分：
U5 (TPS5430DDA)
这是一颗降压型开关稳压器芯片，工作原理是高速开关+能量存储元件来把高电压降到稳定的低电压，同时效率高（可达90%以上）。
主要引脚与功能：
VIN (7脚)：接输入电压（经过C16、C15平滑后）。
ENA (5脚)：使能脚，高电平 = 芯片工作，低电平 = 芯片关闭。
BOOT (1脚)：自举电容接口，用于驱动高端MOSFET门极，使它能够完全导通。
PH (8脚)：开关节点输出，连接到电感L1和二极管D3。
VSNS (4脚)：电压检测脚，用于反馈环路，结合R10和R13构成分压检测实际输出电压，让芯片调整占空比。
GND (6,9脚)：地。
C14 (10nF 50V)
这是Boot电容（Bootstrap capacitor），在BOOT和PH之间。它让内部高边驱动电路生成比输入电压更高的电压来驱动高边MOSFET。
输出部分：
L1 (22µH)
降压拓扑的关键——储能电感。
当MOSFET导通时，电流通过电感储能；当MOSFET关断时，电感释放能量到负载，保证输出电流连续，减少纹波。
D3 (SS54)
肖特基二极管，在MOSFET关断时为电感提供回路（电流续流），因为肖特基二极管的正向压降低（约0.4V），减少能量损耗，提高效率。
C17 (220µF 25V)
大容量输出滤波电容，与电感L1共同形成LC低通滤波，降低输出纹波电压
反馈部分：
R10 (10kΩ/1%) 和 R13 (1.1kΩ/1%)
分压电阻，作用是将输出电压的一部分送到芯片反馈端（VSNS），芯片会将这个分压电压与内部基准（0.8V）比较来调整输出。
工作流程：
输入阶段
外部电压VM → 经C16/C15滤波 → 进入TPS5430DDA。
开关调节
芯片内部高频开关（MOSFET）以PWM方式导通/关断，能量经电感L1存放/释放，配合D3续流，形成稳定输出。
电压反馈
R10+R13把输出电压按比例分压 → 反馈到VSNS → 芯片比较基准电压 → 按需调整MOSFET占空比，最终稳压。
输出滤波
L1+C17形成LC滤波器，使输出电压纹波极小，提供稳定直流电给负载。
12V->5V、5V->3.3V：
核心元件与功能（3.3V 同理）
AMS1117 芯片：内置调整管、误差放大器、基准电压源。通过比较输出电压与内部基准，动态调整调整管压降，稳定输出目标电压（5.0V 或 3.3V ）。
输入电容（C23、C27）：滤除输入电压的高频噪声，让输入到芯片的电压更平滑，提升稳定性。
输出电容（C25、C26 / C29、C30）：进一步滤除输出电压的纹波，让输出更接近纯净直流；同时，在负载电流突变时，辅助维持电压稳定（利用电容充放电特性）。
旁路电容（C24、C28）：靠近芯片引脚，专门滤除芯片供电的高频干扰，优化芯片内部基准电压和控制逻辑的工作环境。
工作原理（线性稳压核心逻辑）
电压调整：
输入电压（如 12V）高于输出电压（5V）→ 芯片内部调整管工作在线性区（类似可变电阻），通过 消耗多余电压（12V - 5V） 实现降压。
芯片实时监测输出电压（通过内部反馈），若输出降低 → 减小调整管压降（降低 “可变电阻” 阻值）；若输出升高 → 增大调整管压降（增大 “可变电阻” 阻值），最终让输出稳定在目标值。
稳压闭环：
芯片内部有 基准电压源（如～1.25V 典型值）和 误差放大器。输出电压经反馈（芯片内置通路）与基准比较，误差放大器根据差值调节调整管，形成 负反馈闭环 → 强制输出电压稳定。
二、FD6288T预驱电路和三相H桥
下桥 MOS 导通、关断流程
a. 下桥 MOS 的导通流程
第 1 步：给 LIN1-LIN3 3.3V 高电平信号
第 2 步：预驱 IC 将 3.3V 高电平信号电平转换到 12V，这个 12V 电压是预驱 VCC 管脚的供电电压
第 3 步：预驱 IC 将 12V 电压输出到下桥 MOS 的栅极，Vgs>Vth (10V),MOS 完全导通
b. 下桥 MOS 的关断流程
第 1 步：给 LIN1-LIN3 0V 低电平信号
第 2 步：预驱 IC 将 0V 低电平信号电平转换到 0V（也认为是不转换的）
第 3 步：预驱 IC 将 0V 电压输出到下桥 MOS 的栅极，Vgs<Vth (10V),MOS 完全关断
自举升压电路关键元器件作用
Cbs 电容：自举电容，C18、C21、C22
Dbs 二极管：自举二极管，D4、D5、D6
R11、R14、R15：自举电容充电限流
自举电容预充电流程
（1）首先给LIN1、2、3都给高电平使得下侧MOS管全部导通
（2）然后VCC通过这条回路给电容进行充电
（3）充电时间和Cbs电容的容量有关
自举电容升压流程
自举升压中，Vb123 可简化理解为通过 HIN1 - HIN3 开关控制（实际内部用 N 沟道或 P 沟道 MOS 搭建，借 HIN1 - HIN3 控制其通断 ）；HIN1 - HIN3 给高电平，Kx 开关闭合；给低电平，Kx 开关断开 。
自举升压按照 U 相上桥 MOS 导通，下桥 V 相 MOS 导通的方式推导
第 1 步：给 HIN1 3.3V 高电平信号
第 2 步：预驱 IC 将 3.3V 高电平信号电平转换到 12V，12V 电压使得 Kx 开关闭合
第 3 步：Kx 开关闭合后，Vb123 和 HO123 连接，此时上桥 MOS 栅极电压就是预充电时候的 Vb123 点的电压，也就是 12V，此时 Vgs>Vth (10V)，上桥 MOS 导通
第 4 步：上桥 MOS 导通后，此时 MOS 源极电压就是 24V (上桥 MOS 导通就是源极和漏极导通，漏极电压我们接的是 24V 电源电压)
第 5 步：此时我们根据电压叠加原理，Vb123 位置的电压被抬升到了 24V+12V=36V，又因为 Kx 是闭合状态的，所以 MOS 栅极电压 HO123 输出 Vg 电压是 36V，而 Vs123 电压在 MOS 导通状态下是 24V，所以 Vs 电压为 24V，所以 Vgs=Vg-Vs=36V-24V=12V > Vth (10V) 电压，此时 MOS 是一个完全导通的状态
上桥MOS关断流程
给HIN1、2、3低电平，此时VB1、2、3和HO1、2、3断开，此时上桥MOS栅极为低电平MOS关断
三、霍尔传感器工作电路
电路各部分作用
a. 霍尔传感器供电电压是 5V，从 ASM1117 - 5 电源转换电路得到的
b. 5V 供电电源端通过 10uF 电容和 100nF 电容进行储能和滤波
c. C44、C45、C46 电容是做 IO 信号线上的滤波
d. R48、R49、R50 起到限流电流
e. R51、R52、R53 和 3.3V 组成上拉（在霍尔传感器未接状态给电路一个确定的电平）
输出电压分析
a. 霍尔传感器供电电压是 5V，所以霍尔 U、V、W 三相线高电平是一个 5V 电压，低电平是一个 0V 电压
b. 当霍尔传感器为高电平也就是 5V 电压的时候，信号线上有 5V 的一个电压，这个电压带来俩个影响
c. 第一个影响：X 点电压为 5V（高电平状态），如果我们不接 R53 这个上拉电阻，那么就会将 5V 电压倒灌到 3.3V 电压源上，这个时候会给电源造成损毁，导致整个供电电压失衡。但是有 R53 这个电阻，那么 5V 电压和 3.3V 电压之间会形成一个 1.7V 的压差，这个电势差所产生的能量会被 R53 这个电阻消耗掉，所以不会对 3.3V 电源系统造成影响。
从上述分析我们可以看到：R51、R52、R53 这三个电阻，在信号线为悬空状态时起到上拉功能。在传输高电平 5V 信号的时候作为一个能量消耗防止电压倒灌的平衡电阻
四、温度采集
各部分作用
NTC 热敏电阻（R29，10K/1%）：负温度系数热敏电阻，温度升高时，阻值随温度升高而减小；温度降低时，阻值增大 。
分压电阻（R22，10K/1%）：与 NTC 热敏电阻串联，构成分压电路，将热敏电阻的阻值变化转化为电压变化。
滤波电容（C32，100nF/50V）：并联在分压点与地之间，滤除 TEMP 信号中的高频噪声，让电压信号更稳定，便于单片机准确采集。
工作流程
3.3V 电源经 R22、R29（NTC）分压，分压点（TEMP）的电压公式：VTEMP=3.3V×R22+R29R29
温度变化时，R29 阻值改变，VTEMP 随之变化（如温度升高，R29 减小，VTEMP 降低 ）。
单片机通过 PC0 引脚采集 VTEMP，再依据 NTC 的阻值 - 温度曲线和分压关系，计算出实际温度
五、母线电压采集
和上述原理大致相同，通过采集R30的电压然后通过阻值计算出电流，然后根据电流计算出母线电压VM
六、反电动势采集
电路介绍
（1）分压电阻网络（R42~R47）
R42、R43、R44（33kΩ/1%）：三相输入分压上拉电阻，对电机绕组的反电动势信号进行分压降压，匹配后级 ADC 或单片机引脚的电压范围（如 3.3V 系统）。
R45、R46、R47（3kΩ/1%）：分压下拉电阻，与 R42~R44 构成分压电路，将高压侧（电机绕组）的反电动势信号，转换为单片机可采集的低压信号（如 0~3.3V ）。
（2）滤波电容（C39、C40、C41，100pF/50V）
并联在分压点与地之间，滤除反电动势信号中的高频噪声（如电机换相干扰、电磁辐射），让采集到的电压信号更稳定，提升检测精度。
（3）接口与采集端（H7、PA0/PA1/PA5）
H7：排针 / 插座，用于外接电机绕组或测试点，方便调试。
PA0、PA1、PA5：单片机的 ADC 采集引脚（或 GPIO 模拟采集），读取 BEMF_U、BEMF_V、BEMF_W 的电压信号（即R45~R47的分压），用于电机控制算法。
七、硬件过流保护
工作流程
电流采样：电路中串联采样电阻，电流流过时产生电压，经 “电流采样” 电路调理（R36 + 芯片内部 PGA 放大 ），得到与电流成正比的电压信号（DPA1+ 进 PA7 ）。
阈值设定：通过 DAC（PA4 配置）输出参考电压，经 H6 引入，再由 R37、R40、C35 滤波分压，作为 “过流临界电压” 送运放反相端。
过流判断：运放比较 “实际电流电压（同相端）” 和 “阈值电压（反相端）”：
正常时（实际电流 ≤ 阈值 ）：同相端电压 ≤ 反相端，运放输出低电平；
过流时（实际电流 ＞ 阈值 ）：同相端电压 ＞ 反相端，运放输出高电平。
保护执行：运放输出的 “OPA1_OUT” 送后级定时器刹车引脚，触发过流保护，关闭定时器PWM输出，避免电路因过大电流损坏。
定时器刹车
硬件过流保护的方法与流程
第 1 步：先计算出我们需要的硬件过流保护值，假设是 5A
第 2 步：确定采样电阻值，假设是 20mΩ
第 3 步：确定 OPA 的放大倍数，假设放大倍数为 16 倍
第 4 步：计算放大后的电压值: U = R * I * PGA = 0.02 * 5 * 16 = 1.6V
第 5 步：配置 DAC 输出电压为 1.6V
第 6 步：配置 OPA 和 ADC 外设
第 7 步：假设电机处于运行状态，只要运行电流不超过 5A，也就是 OPA 输出电压值小于 1.6V，此时比较器输出结果是低电平 0。假设运行电流超过 5A，也就是 OPA 输出电压值大于 1.6V，此时比较器输出结果是 1，触发定时器的刹车功能，定时器关闭，PWM 输出关闭，此时电机无法换相，电机停机
八、CAN总线
CAN总线介绍
CAN 总线物理层定义了信号如何在总线上传输，主要涉及电气特性、连接器、线缆等方面。
CAN总线通信是一种不分主从的多节点差分通信。
线缆连接：通常使用一对双绞线作为传输介质，分为 CAN_H（CAN_P ）和 CAN_L（CAN_N ）两根线。采用双绞线可有效抑制电磁干扰（EMI）和射频干扰（RFI），增强信号传输的稳定性。
电平标准：存在两种电平状态，显性电平（逻辑 0）和隐性电平（逻辑 1） 。显性电平时，CAN_H 的电位比 CAN_L 高，二者的压差一般在 2V 左右；隐性电平时，CAN_H 和 CAN_L 的电位差很小，近似相等，压差一般在 0.5V 以下。
各部分作用
TJA1042T: CAN 高速收发器。将 MCU 输出的 CAN_TX、CAN_RX TTL 电平信号转换成 CAN_P、CAN_N 差分信号。也将差分信号转换为 TTL 电平信号
C1、C2 电容：对给 TJA1042T 供电的 5V 做滤波 + 储能
C3 C4: 对差分通信线路上干扰滤波
R4: 终端阻抗匹配电阻，一般是 120Ω 阻值
D1: 一般的 CAN 收发器芯片 ESD、浪涌防护等级较低。必须增加必要的保护电路，以应对可能出现的静电击穿。
TPSM24CANA 是一个专用于 CAN 总线的 ESD 保护二极管，用于保护 CAN 线路，避免因静电放电、快速瞬变脉冲群 (EFT) 和其他过电压瞬变而导致损坏。
————————————————
版权声明：本文为CSDN博主「今天阳光明媚吗」的原创文章，遵循CC 4.0 BY-SA版权协议，转载请附上原文出处链接及本声明。
原文链接：https://blog.csdn.net/2502_90478897/article/details/150963286
|
本帖子中包含更多资源
您需要 登录 才可以下载或查看，没有账号？注册
×
|
