设计实例精汇：电源/LED篇(转载）

1万 · 2015-11-27 22:46

三晶体管电流源覆盖宽范围

本设计实例是一个2线式电流调节器(图1)，它在性能和器件数目之间达到了很好的平衡。通过使用三个晶体管、三个电阻和一个LED灯，可实现很好的调节效果(在大部分电压范围内准确度好于1%)、较低的工作电压(通常为1.2V)，以及比复杂度相同的其他电路更理想的温度系数(0.07%/K)。
它可在从几十毫安到几安的电流范围下运行。要找到合适的器件并不困难，例如，LM10可用来制作性能更高的电路，但该IC没有很多厂商可供货，因此很可能出现停产。

图1：2线式电流调节器。

1万 · 2015-11-27 22:46

红外LED用作约1.05V的基准，由自举电流源Q1驱动。Q2和Q3形成主电流调节器。R1提供启动电流，R2设定参考电流的大小，R3设定流过Q2的电流，其控制流过调节器的99%的电流。在启动时，R1的所有电流流入Q3的基极，其反过来使Q1和Q2导通，从而为Q3提供更多电流。这一情况将持续到D1开始导通且R3的电流形成足够电压来开始关闭Q3，从而产生负反馈。由于Q3调节Q2的电流，它也调节Q1的电流—其获得相同偏置，但其发射极电阻R2将电流缩小。此时，Q1和Q2的电流将稳定在R3或R2(较小程度上)所设定的值上。

维持Q1电流恒定要求其热耦合到Q2，因为Q2将耗散掉电路内大部分功率。实现这一点最容易的方式是Q1和Q2采用相同的晶体管，并将Q1和Q2通过螺栓固定在散热器两边。此外，还可将Q1黏附在Q2上。在低电流情况下，可选用一个双晶体管。第四种选择是放弃热跟踪，通过降低R1来进行补偿。由于Q2的耗散功率将是电压的函数，这使Q1的电流降低也为电压的函数，从而可以通过R1进行补偿。但是，所有四种方法将在电源突然发生变化时导致热瞬变，最后一种方法造成的热瞬变幅度最大且时间最长。

Q2 的电流由D1 的电压和Q3 的VBE(通常为0.3V～0.4V)之间的差值除以R3，即(VD1-VBE)/R3设定。D1正向电压的温度系数几乎与Q3的相同(相差0.25mV/K)，从而使调节器的总温度系数约为0.07%/K。由于R3一般只有几欧姆或更低，通过缩小R2来缩小电流最容易实现，缩小R2将改变D1的电流，从而改变R3的电压。

由于启动电流非常小，R1的阻值在很多情况下可能为几兆欧；当D1未导通时，反馈完全为正。R2通常为200Ω～300Ω；由于Q2和Q3的增益相乘，即使主传导电流为几安，Q1和D1的电流也仅需1mA左右。

对于测试电路，电流在1.2V时下降5%。最低电压由VD1和Q1和Q3的Vsat设定。应当选择饱和电压较低的晶体管(例如Q3选择2N3904，Q1和Q2选择MJE210)。该最低电压将随着温度而变化：在温度较高时下降，在温度较低时上升。主传导晶体管使用了一个PNP，但电路可轻易地转化成全为NPN。

将D1短接可关闭调节器；电流将会下降至仅流经R1的量值。

只看该作者 · 2015-11-28 13:16

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1万 · 2015-11-28 22:22

超级电容器后备电路提供可靠的不间断电源

对于众多的应用而言，常常需要一种在主电源突然不能使用时承担供电任务的临时后备电源。具体的实例包括数据备份应用 (从服务器到固态驱动)、工业或医疗应用中的电源故障报警、以及一系列其他可承受 “电源濒临崩溃” 的功能 (其必须确保有序的断电并将系统状态信息传送至一部受电的主机)。过去，此类高可靠性系统采用电池以在主电源供电不足或者不能使用时提供一种不间断电源。然而，这种电池后备的方式伴随着诸多的权衡取舍，包括漫长的充电时间、有限的电池使用寿命和循环寿命、安全性和可靠性问题、以及物理尺寸庞大等。随着高值双电层电容器 (更多地被称为 “超级电容器” ) 的出现，人们可以运用替代的后备架构，从而免除上述的许多权衡折衷。
电池与电容器的比较
依靠电池提供后备电源的系统要求始终有满充电电池可供使用，电池需要具备合适的容量以在电源恢复之前使易失性存储器 “保活” 抑或保持报警声响不断。通常，采用电池后备的系统会在主电源失效时进入一种低功率待机状态，此时只有关键的易失性存储器或系统的报警部分处于受电状态。由于电源故障的持续时间不可预知，因而此类系统需要采用超大的电池以消除在断电时间过长的情况下发生数据丢失的可能性。
基于电容器的后备系统运用了一种不同的方法。与基于电池的系统在整个后备期间连续供电不同，基于电容器的系统仅需要短期后备电源，以便将易失性数据转移至闪存器，或者在最短的必要时间里提供 “电源濒临崩溃” 报警操作。一旦所需数据得到保存或电源故障报警信号正确地发出，电源恢复时间就不重要了。
这种方法拥有多项优势。首先，与电池有关的诸多折衷可以全部避免。而且，也不再需要针对最差的后备持续时间选择过大的电能储存元件。虽然基于电容器的系统其后备功率要求通常远高于基于电池的系统，但后备电能要求则往往低得多。由于后备解决方案的成本和尺寸常常主要取决于储存元件，因此电容器型解决方案通常较小且较便宜。随着能够储存大量电能的小型、较廉价超级电容器的涌现，可以用电容器取代电池来满足不间断供电要求的后备应用大大增加了。

1万 · 2015-11-28 22:24

后备系统要求
所有基于电容器的后备系统都采用了很多常见的元件。为了从正确的电源给负载供电以及在从正常操作模式转换至后备模式时向系统发出警示信号，需要电源通路 (PowerPathTM) 控制和电源故障检测功能。存储电容器需要充电，而且最理想的是以快速高效的方式完成这一充电过程。由于需在后备电容器上存储了足够的电能之后才能实现正确的后备供电，所以许多应用要求在系统启动并处于操作就绪状态之前完成充电。因此，通常需要很高的充电电流，而由于超级电容器一般具有 2.7V 的最大工作电压，所以常常有必要将多个超级电容器串联堆叠起来使用。在这种场合中，必须在电容器充电期间为其提供平衡和保护，以避免由于过压而导致其受损或使用寿命缩短。
图 1 示出了 LTC3350 的简化原理图，其为一款专为适应电容器后备应用而特别设计的电容器充电器和后备控制器 IC。LTC3350 包括了提供面向需要电容器后备之应用的完整、独立后备控制器必需的所有特性。该器件能够为最多 4 个串联的电容器提供充电、平衡和保护。输入电源故障门限、电容器充电电压和稳定的最小后备电压均可利用外部电阻器来设置。此外，该器件还包含一个非常准确的 14 位内部测量 ADC，其负责监视输入、输出以及电容器电压和电流。内部测量系统还监测与后备电容器本身有关的参数，包括电容器组电压、电容和电容器组 ESR (等效串联电阻)。可通过一根两线式 I2C 总线回读所有的系统参数和故障状态，并且设定合适的报警电平以在任何上述测量参数发生突变时向系统发出警示信号。

图1：高电流超级电容器充电器和后备控制器

1万 · 2015-11-28 22:25

超级电容器充电基础知识
超级电容器的充电与电池的充电很相似，只有几个要点例外。首先，完全放电的电容器在整个充电周期中都能以满电流进行充电，而电池则需要实施涓流充电直到电池达到一个规定的最小电压为止。第二点是对于电容器来说不需要充电终止定时器。当达到最终的 “浮动” 电压时，电容器就不能存储更多的电荷了，充电必须停止。如果有两个或更多的超级电容器串联充电，那么各单元之间的任何电容失配都将在电容器组充电的过程中导致每个电容器两端的电压上升速率不同。必须布设额外的安全功能电路以确保所有电容器在充电周期中都不会超过其最大电压额定值。此外还必须采用一种平衡系统，以保证当电容器组充电完成时各个单元都被强制处于相同的电压，并且不会随着时间的推移而出现由于自放电差异而导致的漂离。这种单元间平衡处理可确保最大的电容器使用寿命。
LTC3350 中的充电电路包括一个高电流、同步降压型控制器，其具有可利用一个电阻设置的最大充电电流和最大电容器组电压 (图 2)。由于充电器的供电电源与负载的供电电源是相同的，因此 LTC3350 还包含一个单独的可编程输入电流限制电路，其在重 VOUT 负载条件下将自动地减小电容器的充电电流。内部的低电流平衡器 (图 2 中未示出) 强制所有单元彼此之间的电压差异不超过 10mV (每个单元的最大电压达 5V)。内部保护分流器 (图中也未示出) 将自动减小充电电流，并把任何已经达到 2.7V 默认值或用户设置的最大单元电压之电容器周围的剩余充电电流分流。此外，还可以通过软件控制来减低电容器组充电电压，以针对某种给定的后备电能要求优化电容器的使用寿命。有关该主题的更多内容如下。

图2：正常操作期间的功率流

1万 · 2015-11-28 22:27

后备模式
一旦后备电容器组完成充电，系统就能提供后备电源了。充电模式和后备模式由 PFI (电源故障输入) 引脚上的电压来决定。如果 VIN 电压下降以至 PFI 比较器发生低电平跳变，则器件将立即进入后备模式 (图 3)。VOUT 将随着VIN 的下降而走低，而且一旦 VOUT 降至低于电容器组电压，OUTFET 理想二极管将导通以阻止 VOUT 进一步下降。当 VOUT 降到一个由 OUTFB 引脚上的电阻分压器设置的电压时，电容器充电器将作为一个同步升压后备 DC/DC 转换器反向运作，其采用 VCAP 电容器组作为其输入电源，并把 VOUT 作为其稳定输出。升压后备转换器将继续运行，直到它不再能够支持 VOUT 负载条件且 VOUT 上的电压下降至低于 4.5V UVLO 点为止。这可以使超级电容器组中几乎所有的可用能量在后备期间转移至负载，因为当电容器组电压远远低于 4.5V 时升压电路将继续运行。图 3 中还示出了一种典型的后备情形。在该实例中，由 4 个串联电容器构成的电容器组被充电至 10V，而且在后备模式中 VOUT 被调节至 8V 的最小值，直到后备电容器中的所有电能耗尽为止。

图 3：后备模式中的 PowerPath 操作

1万 · 2015-11-28 22:29

“健康” 监测确保了可靠性并优化了性能
在需要短期后备电源的高可靠性系统中，必须储存并可提供足够的电能以在发生主电源故障之后立即执行关键的功能。后备能量源输送必要后备功率的能力是不可或缺的。超级电容器因其极高的单位体积电容和非常低的 ESR 而成为此类应用的绝佳选择。不过和电池一样，其性能也会随着时间的推移而下降。电容器使用寿命通常 (而多少有些随意) 被定义为电容下降 30% 和 / 或 ESR 增加 100% 所需的时间。如图 4 所示，电容器性能的劣化会由于高工作电压和高温而加快。由于电容和电容器 ESR 对于确保系统执行可靠后备的能力均非常关键，因此系统应能够监视和报告后备电容器老化过程中的 “健康状况”，这一点是很重要。

图 4：典型超级电容器使用寿命与温度和电压的关系

1万 · 2015-11-28 22:30

当电容器组满充电时，LTC3350 可自动地以一种由用户选择的时间频率对电容器组的电容和 ESR 进行监测。该器件采用一个精准的电流源、精准的定时电路及其内部 14 位 ADC 来准确地监视电容器组的电容。在充电器被强制关断的同时从电容器组的顶端获取一个精确的编程电流。精确地测量电容器组下降 200mV 所需的时间，并利用这些参数计算电容器组的电容。一旦电容测试完成，随即通过在高电流充电器运行 (以对电容器组进行再充电) 及不运行的情况下测量电容器组电压来实施 ESR 测试。采用充电器来完成此项测试可免除增设一个外部高功率测试负载的需要。充电器启用时电容器组电压的瞬间上升相当于实测充电电流 x 电容器组 ESR。最新的电容和电容器 ESR 数值可以随时通过I2C回读。

一旦获知了电容器组的电容和 ESR 值，确保给定应用之可靠后备所需的最小电容器组电压之计算就十分简单了。由于大多数后备系统在设计时都留有内置裕量，所以把电容器组电压从其标称值降低往往是安全的，由此可最大限度地延长电容器的寿命。这可以通过 LTC3350 VCAP 反馈 DAC 电压的软件控制轻松地实现。

结论

超级电容器兼具非常高的电容和非常低的 ESR，因而使其能够为应对诸如后备电源解决方案等常见问题提供全新的方法。然而，性能的大幅跃升往往伴随着权衡取舍。为了有效地利用超级电容器常常必需进行电容器单元的串接，这反过来又需要保护和平衡电路。虽然超级电容器的循环寿命和使用寿命总体而言可能远远超过同类竞争的电池技术，但是电容器电压和温度的小幅变化均有可能导致系统性能在其运作期间发生巨大的波动。为此，在任何基于电容器的后备系统中，“健康” 监测通常都是一种必需具备的功能。LTC3350 等新型产品旨在解决诸如此类与超级电容器后备应用尤为相关的问题，并为开发可靠、灵活、高性能的后备解决方案提供了尽可能简单的方法。

1万 · 2015-11-28 22:31

指示电量不足的简单电路设计

图中所示的设计实例可指示使用四节AA电池供电的音频测试仪器出现的电量不足状态。由于该仪器采用的是分立式设计，相较于单一来源的集成电路，该相同方法看似更符合项目初衷。普通的红色LED既可充当指示灯，又可充当电压基准。流经R5的小电流为LED提供正向偏置，但由于电流值太低，我们几乎看不到LED发出的光，即使是在暗室也很难观察到。

对这个应用来说，LED被证实是一个非常理想的稳压二极管。其温度系数和Q1的温度系数非常吻合，相较于齐纳二极管维持其额定电压所需的电流，LED仅需更少量电流即可达到其开启点。在被触发之前，电路仅消耗160μA的电流，而触发时LED在2mA的电流下运行。

1万 · 2015-11-28 22:33

R5将LED偏置至其开启阈值(红光LED约为1.5V)。该偏置电压通过R6施加至Q1的基极。R1和R2将电池电压分压，为Q1发射极处提供约1.1V电压。这一0.4V的基极发射极电压差低于Q1的开启阈值。

随着电池电量被消耗，LED的电压仍维持恒定，但发射极电压则按比例降低，最终Q1开始导通。这将从Q2抽取基极电流，同时使Q2开启。LED的附加电流通过R4使Q1的基极电压升高，这一正反馈巧妙地将LED快速设置为报警阈值。当LED亮起时，其电压升至1.65V左右。

电路迟滞是由LED的正向电压特性决定的，其在通过R5的小偏置电流和通过R4的较大照明电流之间“持续”。但是，在仪器运行期间，预计电池的电量不会恢复，因而此处的迟滞现象可忽略不计。

由R6和C1施加的RC延迟减缓了电路的闭锁行为，由此降低了对由负载瞬时电流需求引起的短时电压骤降的敏感性。电路中增设CR1，用于在电源开关关闭时对C1进行放电，从而防止电池部分电量耗尽时，开关突然被打开而产生误报警。

选取报警触发点用来防止仪器内出现偏置或信号余量问题。对于显示的数值，当电压降至5V左右时，LED就会发光。可通过改变R1的值或使用一个100kΩ的电位器进行调节，来对其进行调整。此处仅介绍了BC系列晶体管，因为它们和仪器的其他部分相同；几乎所有通用器件都能良好地运行。

1万 · 2015-11-28 22:35

大幅提高晶闸管的dV/dt耐受性

晶闸管(SCR)是一种半导体开关器件。早在1956年，Moll等人就发表了这种开关器件的理论基础。尽管低功率器件在当代开关领域已基本销声匿迹，并被高压双极结型晶体管(BJT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)及绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等所取代，但它们在兆瓦级开关器件领域仍无可替代，例如2kA、1.2kV的SCR就被应用于机车驱动器中，或用来控制铝材生产厂中的电炉等。
SCR是一种具有如图1a所示的晶体管等效电路的四层半导体器件。

图1：一个基本的SCR类结构(a)，获得一定值的门极电流和维持电流(b)，以及大幅改进的耐瞬变电压性能，从而有效防止阳极电压陡增引起的意外导通(c)。

1万 · 2015-11-28 22:35

该器件一开始处于关断状态，在正向电流脉冲馈入门极1后，这个位于阳极和阴极之间的四层结构被导通，并且不再需要门极电流。此处还可以使用Q2基极导通SCR，但是单片SCR通常只有针对阴极的门极。
在一个更贴近实际的晶体管模型中，PNP和NPN晶体管都带有基极发射极电阻(如图1b所示)。因而避免了由Q1和Q2的漏电流而引起的意外导通，并且门极电流具有如下的限定值：

SCR普遍存在的一个不足是：如果阳极电压上升时间超过临界速率，即使门极电流为零，SCR也会导通。此时的阳极电压称为换相电压，当阳极电流归零并降至维持水平以下时，在感性负载切换过程中会出现换相电压。电感中聚集的能量容易导致阳极电压陡然升高。此外，当利用至少由两只以上以模拟多路开关形式连接的SCR对阻性负载进行切换时，其中一只SCR被导通并使另一只SCR阳极电压陡然升高，此时也会出现换相电压。

1万 · 2015-11-28 22:37

图1b所示电路中，换相电压斜率临界值为：

其中，VBE0约为0.7V(硅晶体管导通的典型电压)，CCB01和CCB02为晶体管Q1和Q2的集电极至基极电容量。由于这些电容值会随着发射极至集电极电压的升高而降低，在方程式(1)中必须使用这些电容的最大值。针对图2中所使用的晶体管，可估计CCB01+CCB02＜20pF。由RB1=RB2=6.8kΩ，可知SVcrit≈5V/μs。与单片SCR的换相电压斜率临界值(通常约等于100V/μs)相比较，图2中SVcrit值相当低。虽然降低电阻器RB1和RB2的电阻值有所帮助，但这样会影响门极灵敏度(图1b中电路可以做得非常灵敏，只需要100μA左右的门极电流即可—相当于低功率单片SCR典型值的十分之一)。

图2：增加两个电容值为1nF的SMD陶瓷电容器后，可以在ΔV达到10V的情况下防止导通。

1万 · 2015-11-28 22:39

图1c显示了在保持低门极导通电流的同时增加换相电压临界斜率的方法。通过将电容器C与NPN及PNP晶体管的基极发射极结并联，理论上可以得出无穷大的斜率值。电容器C的值为：

此处，为简单起见，假设阳极电压呈线性升高，而△V为其升高的幅度。由所用晶体管基极电流允许的最大值可以得出实际的换相电压斜率临界值：

假设IBmax=200mA，则通过方程式(3)可以得出SVcrit的实际值，即SVcrit≈100kV/μs。
在实验中，图2中的2N4036 PNP晶体管因其切换鲁棒性而被采用，其基极电流最大值为500mA，而集电极电流最大值则为1A。在图2中，使分立式SCR的阳极电压陡然发生改变(在30ns内使△V达到9V或使SVcrit达到300V/μs)后，未观察到导通现象。

1万 · 2015-11-28 22:42

该电路使用了一个大功率LED，其亮度高于普通的白炽闪光灯。采用6V或12V SLA(密封铅酸)手提灯电池供电，使得电路非常轻便。MC34063单片式开关稳压器子系统是电路的核心(图2)，最初打算用于DC-DC转换器。该器件在8引脚DIP封装中集成了电压基准、比较器、带有源峰值电流限制电路的占空比受控振荡器、驱动器和大电流输出开关。
在6V～12V直流电源下，该电路驱动1W大功率LED以约5%的占空比短暂闪烁。通过监测VCC与输出开关(引脚1)间放置的1Ω检测电阻R1的压降，即可实现对LED的限流。
1 W白光LED的最大电流能力约为350mA。在一个周期开始，C1开始充电，LED电流迅速升高，R1两端压降(Ipk检测引脚IC1-7对其进行监控)随之增加。
当该电压相对引脚6高于330mV(即330mA)时，IC中的限流模块提供额外电流，为定时电容C1充电。这使其很快就能达到振荡器阈值上限，然后输出开关将会关断，C1开始放电。可以通过更改C1的值来改变闪烁频率，100μF电容约可提供4Hz频率。

图1：闪光灯标电路图。

1万 · 2015-11-28 22:43

图2：MC34063是该电路核心。

MC34063应用笔记中进一步描述了IC1的运行过程。

1万 · 2015-11-28 22:44

LED灯的工作寿命取决于各种工作条件下其电流保持在额定范围内的能力。对于多芯片LED模组，紧密放置的LED灯组成灯串，多个LED灯按照串联、并联或串并联结合的配置方式连接，共享同一个恒流或恒压源，各LED灯串通常由稳定电流驱动，该电流在所有LED灯串中大致相同。尽管灯串电流出现小幅不均衡不会导致亮度的明显不同，但是复合正向电压(所有串联LED的正向电压总和)及其对温度和流经的正向电流强度的严重依赖，以及其他工艺相关变量等参数的影响，使长期保持电流平衡成为一项艰难的任务。此外，如有任何LED灯或灯串发生故障，或LED灯出现漏电或因热点形成而影响效率，都有可能使其造成更多负担，导致使用寿命缩短，最终导致固态照明(SSL)及其相关驱动源发生灾难性故障。开发这一驱动旨在提供一款高效容错设备，尤其适用于采用串联或串并联结合配置方式的中大功率LED灯组成的集成式LED模块。与分立式功率型LED灯组成的SLL不同，集成式LED芯片如果在工作过程中由于电气或热应力导致开路、短路或漏电，任何故障LED都将无法替换/修复。本电路(图)可应对这样的事故，隔离故障灯串，同时不会影响功率预算，亦不会影响其他正常运行的LED灯串。

图：驱动电路，适用于采用串联或串并联结合配置方式的中大功率LED灯组成的集成式LED模块。

1万 · 2015-11-28 22:45

本设计实例使用的技术可精确地向多个LED灯串连接的电流敏感开关输入参考电流(IB)，相应地调节LED寿命期间可能出现的正常和预期电气故障下的电流强度，进而在发生短路、漏电或开路时，为LED灯串的电流不平衡问题提供容差保护，从而确保并联LED灯串能够在额定调节电流范围内正常运行。不同于其他电路，除设计新颖巧妙外，该电路还具有简单、性价比高和效率高的优势，从而使该电路具备更多其他优势。
该电路由S1、S2和S3三个LED灯串组成，每个灯串都拥有三个与基于MOSFET/BJT的流入式恒流源(constantcurrent sink，CCS)相连的串联3W白光LED灯。流入各LED灯串的电流(IC1～IC3)由恒定电流IB决定，产生的电压VGS被同时施加到所有MOSFET的栅极。恒定电流IB将栅源电压VGS设置到T4、T7及T10。一旦R5两端的电位降(仅考虑第一个LED灯串)接近600mV，T3会限制流经恒流源的电流，从而降低栅极驱动。
将T5并联至T3即可让各电流源具备另一功能。通常，T5保持在关断状态，直到漏极电压上升至接近Vcc时，R6两端将产生足够的电压，驱动T5进入饱和状态，通过将栅极接地断开MOSFET。
R*的位置控制T1、T2及(R1+R*)配置的压控恒流源(VCCS)中的恒定电流(IB)的强度，进而产生适当的VGS来驱动MOSFET，同时它还具备模拟电流调光功能。原理图中的Ref节点提供紧急关断功能，通过施加接近Vcc的电压，使恒定电流IB为零，所有LED灯串停止工作。IB的值为：

1万 · 2015-11-28 22:46

对于给定的元件值，正常的灯串电流设定在1A左右。可以看到，最糟糕情况下的电流通常也在1A左右，除非在发生严重漏电、短路或开路时，灯串电流会降至几毫安或可以忽略不计。对于给定的元件值，IB可以在0.4mA～1.4mA之间变动。如果需要，可以通过适当降低检测电阻R5来提升灯串电流。LED灯和功率MOSFET必须安装在合适的散热器/金属芯PCB上，以避免热失控。

如果特定灯串中任意LED灯发生短路，SSL仍可继续正常运行，但如果整个灯串发生短路，MOSFET漏极电位将增至Vcc，在这种情况下，相应的MOSFET将停止工作，迫使漏极电流变为零。

如果特定灯串中任意LED灯发生漏电，其仍可继续正常运行，但如果整个灯串发生漏电，MOSFET漏极电位将增至Vcc，在这种情况下，相应的MOSFET将停止工作，迫使漏极电流变为零。

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