设计实例精汇：电源/LED篇(转载）

1万 · 2015-11-27 22:18

低电流开关稳压器IC通常使用达灵顿管作为输出开关。在这种情况下，电源转换效率可以借由两个便宜的元器件得到提高。为使之成为可能，芯片上应当有一个针对驱动器晶体管Q1集电极的单独引脚(图1)。在启动时，D1针对Q1的集电极电流形成一条通路。此后，D1和C1形成一个电流累加整流器，增加Q1的集电极电压和电流，从而降低闭合开关Q2上的电压降。

图1：为了实现用两个元器件提升电源转换效率，芯片上应有针对驱动器晶体管Q1集电极的单独引脚。

该电路的另一优点是能在输入电压较低的情况下工作。由于驱动器集电极上的电压有所上升，电路可支持更宽的输入范围。
C1的值取决于开关频率。一般情况下，数值范围为47nF～150nF。
根据输入电压和Q1的参数，可能需要使用电阻器R1防止Q2发生硬饱和，或限制Q1的集电极电流。大多数情况下无需使用该电阻器(即R1=0Ω)。
本设计实例的一个例证如图2所示，该例证采用了降压配置中广泛使用的MC33063/MC34063。

图2：采用降压配置中广为使用的MC33063/MC34063的一个示例。

当Vin=12V时，上述配置(加载了24Ω电阻)的效率为85%，最低输入电压为7.5V。
在同等条件下，未配备C1和D1且引脚1和8相连的标准电路的效率为78%，最低输入电压为8.2V。
该方法同样适用于反相转换器配置。

1万 · 2015-11-27 22:19

使用有源器件(例如MOSFET)的线性区域进行功率控制并不是有效的解决方案。但如果功率控制被限制在控制范围的低位或高位部分，那么使用线性区域却是个不错的选择。例如，如果我们希望将45W电烙铁的功率控制在35W至45W之间，则一个有源器件将消耗约0.1W～4W的电量。图1中所显示的电路正是基于这一点开发出来的。

图1：基于有源器件的线性区域进行功率控制。

1万 · 2015-11-27 22:21

在这个电路当中，VOM1271光电耦合器是通过简单的电流源来驱动的。VOM1271的最大输出电压可达到8.4V。图2显示了输入正向电流(IF)与输出短路电流(ISC)之间本质上的线性关系。在光电输出未达到开路电压(8V)时，其行为与恒流源相似。该输出电压可用于驱动阈值电压(VTH)低于8V的MOSFET。

F)与输出短路电流(ISC)之间的线性关系。">
图2：输入正向电流(IF)与输出短路电流(ISC)之间的线性关系。

对于线性模式下的MOSFET而言，其中的一个难题就是，即使是相同批次的器件，它们的栅源阈值电压也会各不相同。在栅源电压(VGS)超过阈值之后，漏极电流迅速增加，但VGS的变化却不大(参考文献1)。被应用到Q3和Q4栅极的输出电压(即VGS)根据Q3和Q4的跨导特性而改变，而光电耦合器输出端上的MOSFET Q2正是通过这种方式被偏置。

1万 · 2015-11-27 22:23

图3显示了VOM1271正向电流(IF)与栅源电压之间的关系。在仅有少量正向电流的情况下，栅源电压在增加到膝点电压的过程中斜率为m1。因为R5+R6+R7>>R4，所以该斜率几乎与(1/(R5+R6+R7))成正比。可以调整R7的值，从而使膝点电压与Q3和Q4的阈值电压(约为4V到5V之间)相匹配。超过膝点之后，随着正向电流的增加，栅源电压的变化速度变慢且此时的斜率m2也更高，这与MOSFET栅源电压与ID的曲线类似。斜率m2通过微调R4(m2∝1/R4)来控制。

F)与栅源电压之间的关系。">
图3：VOM1271正向电流(IF)与栅源电压之间的关系。

如图1所示，Q3与Q4相连接以引导交流电。45W的电烙铁作为负载由电路进行控制。因为Q3和Q4的阈值电压可能会有所不同，所以要利用电阻值为1Ω的两个电阻(即R8和R9)来抵消它们之间的部分电压差。因为Q3和Q4获得的是相同的栅极电压，负载电流较高时会导致电压降过大，而这往往也会使ID降低。在设定R8和R9的值时应考虑交流负载：交流负载越大，它们的值应越低。

1万 · 2015-11-27 22:24

图4显示了在不同的功率等级下负载两端的电压波形图。由于阈值电压存在差异，可以看见正负两半部分之间有微小的不平衡，尤其在低功耗的情况下更是如此。这些波形就像是顶部被削平的正弦波波形。然而，与常见的双向晶闸管(TRIAC)控制的波形相比，这种波形失真生成射频干扰(RFI)的可能性较小。

图4：不同功率等级下负载两端的电压波形图。

尽管本设计实例中是用恒流源实现电源控制，但也可以用任何其它的控制源来替代。光学隔离可以在交流电情况下保证控制源的安全。尽管本例中的电路是用于交流电功率控制，但它也可以用于直流电功率控制。

1万 · 2015-11-27 22:26

对于用于闪光灯泵浦式脉冲固体激光器且配备了外部驱动型反激式转换器的电容器充电装置而言，本例可大幅提高其转换效率。在闪光灯泵浦式脉冲固体激光器中，当向蓄能电容器充入高电压时，所充入的电能由提供给闪光灯的电能而定。

反激式转换器拓扑很适合于电容器充电电源的设计。传统的反激式转换器电路采用电压反馈按预定要求输出电压，以及采用脉冲宽度调制对电压进行调整，但这样的电路在出现电容性负载的情况下无法使用，原因如下：在反激式转换器中，电能在开关装置接通期间存储，在关闭期间传输。为了向蓄能电容器充入预定的电能，需要经历多个存储和传输周期。

为了让存储的电能达到预定值，在每个电能传输周期中，电容器都会获得一定的电压阶跃，所获电压阶跃的量级也会随着电容器电压的升高而逐渐降低。在最后一个存储和传输周期内，开关装置的关闭期按预定要求降至最小值，而在此期间负载达到最终需要的电压。如果通过设计，试图让转换器开关装置使用固定的开关频率，那么就会降低转换器的运行效率。如果开关频率过高，那么在早期充电阶段，电能可能无法完全传输。这可能会对连接至原边的电路元件造成损害。此外，由此产生的剩余磁通也可能会导致铁芯饱和。而如果开关频率过低，那么转换器在后期充电的大部分时间内都会处在空转状态。

我们采用了一种基于闭环反馈系统的设计方法，可确保电能在输入波形的每个周期内都可以被充分传输。事实上，该系统还可以实时监测储能电容器电压的状态。在这样的系统中，每个周期的时长都会缩短，这是为了使接通时间保持固定。也就是说，开关装置的关闭时间会根据电能传输的要求而缩短。因此，这种设计方法较为理想，因为它既能确保将充电时间缩到最短，又能实现最佳的变压器设计。

1万 · 2015-11-27 22:28

下图所示的是用于20Hz调QNd-YAG激光器且配备了反激式转换器的电容器充电装置的电路图。在这个设计方案中，可按要求在50ms之内对30μF的蓄能电容器充入15J的电能，从而确保激光器在20Hz的条件下可正常运行。

1万 · 2015-11-27 22:32

现在有很多固定电压开关模式电源(SMPS)，将几个这样的电源串联起来还可实现更高的固定电压。为了从SMPS或基于传统变压器的电源获得可调输出，需要用到线性调节器或开关模式降压转换器。对于降压转换器，可使用MOSFET或IGBT作为开关元件。
通常，高侧开关会使用自举IC或脉冲变压器。市场上很少有驱动MOSFET的光电耦合器。由于它们无法提供足够的电流来对栅极电容快速充电，这些光电耦合器主要用于驱动低频MOSFET开关，例如固态继电器。
这里尝试在开关稳压器中使用了光电耦合器(VOM1271)，该耦合器具有一个内置的快速关断器件。如果将200pF栅极电容连接至IC2，则开关时间(ton与toff)分别为53μs和24μs。有鉴于此，降压转换器选择了2kHz的开关频率。此处选用了德州仪器(TI)的TL494(IC1)作为脉冲调制控制器。
考虑到栅极阈值电压(VGS(th))、总栅极电荷(Qg)、漏源电压(VDS)及漏极电流(ID)等因素，本例使用了AOT7S60 MOSFET作为开关元件。由于VOM1271能够提供约8.4V的电压，VGS(th)应远低于该值；Q1的VGS(th)为3.9V，当电压为8.4V时，可实现良好的导通性能。IC2无法提供更多电流(通常为45μA)。为确保开关速度并降低开关损耗，栅极电荷应保持低值。MOSFET的Qg为8.2nC。
在根据图1所示进行整流和滤波后，采用降压线路变压器输出测试降压转换器。输出电压通过可变电阻器R1在5V～70V范围内连续可调。

图1：高压降压转换器原理图

1万 · 2015-11-27 22:33

图2：给出了70V输出及230Ω负载下的栅源电压波形及IC1输出波形。

图2 给出了70V输出及230Ω负载下的栅源电压波形及IC1输出波形。
可以看到，尽管toff足够快，但ton仍约为80μs。对于许多开关应用来说，这个开启过程是较慢的。若将开关频率设置为2kHz，应该不会导致太多开关损耗，对于PWM占空比较大的负载条件来说更是如此。
尽管L 1 的值小于输入电压范围的计算值，但当负载为80Ω～230Ω时，纹波可达80mV～120mVP-P。当输出电压为70V且负载为230Ω时，纹波为80mVP-P。相同工作条件下，电压调整率为0.75%。尽管效率随工作条件而变化，但在VOUT=70V及IOUT=0.3A时，测得的效率为92%。随着输出电流的减小，效率也会降低。

1万 · 2015-11-27 22:37

使用双极结型晶体管和基准IC的大功率并联稳压器
可通过将VIN和VOUT连接在一起或使VIN保持开路的方式，将一些电压参考用作并联稳压器。但是，此类器件仅可在低电流情况下(典型限值约为10mA)使用。标准的齐纳二极管具有相同的特性，可在高达1W的功率下运行，但其易受大串联电阻的影响。
同时使用AD584电压参考和外部通道晶体管(如NTE-244)可实现处理高达50W功率的并联稳压器的合成。图1所示的电路可用于削减大电流、长持续时间、过电压脉冲，或用作浮空串联压降。

图1：该电路可用于削减大电流、长持续时间、过电压脉冲，或用作浮空串联压降。

1万 · 2015-11-27 22:38

AD584电压参考将精密的带隙参考单元、误差放大器和反馈网络结合在一起。直接访问带隙输入可使内部反馈网络被外部通道晶体管和反馈网络所取代。这样就可以在V+和V-端子之间获得稳定的电压。电路包含R13和REB是为了为AD584提供合适偏置，而包含的10nF和0.1μF旁路电容则用来提高稳定性。
RSCALE的值可通过如下公式计算：
VOUT=V+- V-=VBG×(RSCALE/RBG+1)
其中VBG=1.22V。
从数据手册中可以看到，AD584中的内部反馈电阻的值为36kΩ和12kΩ，引脚3处所需的电压为V-+2.5V。因此，可使用如下公式计算R13的值：
12kΩ/(12kΩ+(36kΩ||R13))×(V+- VEB)=2.5V
可将该等式简化为：
R13=-36kΩ×(V+- 2.5- VEB)/(V+- 10 - VEB)
对于NTE-244，VEB=1.5V，因此等式可变为：
R13=36kΩ×(V+- 4)/(11.5 - V+)
图2显示了以五个电压值为例的曲线图。在电压较低的情况下，该电路可吸收5A的电流；在输出电压较高的情况下，该电路可应对50W～60W的功率，当然这取决于NTE-244功率器件的合理散热和温度降额。注意，在更大的电流范围内运行时，该电路的调节性能远优于齐纳二极管。

图2：以五个电压值为例的曲线图。

1万 · 2015-11-27 22:39

TL431为三端可编程并联稳压二极管，其电压基准如同低温度系数的齐纳管一样运行，通过两个外部电阻就可从2.5V编程到36V。同时，该器件显示出宽工作电流范围，在典型阻抗0.22Ω时为1.0mA~100mA。这些基准的特性使它们能在数字电压表、电源和运放电路等许多需要精密电压基准的应用中代替齐纳二极管。现在，该器件被广泛应用于各种开关电源。在电源电压输入和电容负载等特定条件下，TL431会显示出不稳定性，引发10kHz~1.5MHz的持续振荡(频率大小取决于对输入电压的控制)。其中一部分原因是，在上述条件下存在负阻区。在本设计实例中，不稳定性既不是由内部两极引起的，也不是由与负载电阻串联的外部电容器的第三极引起的。增设了单晶体管输出级提供缓冲，使整个范围内产生TTL输出电平(图1)。

1万 · 2015-11-27 22:40

压控振荡器的运行
要想了解振荡器的运行原理，需从两个方面来考量电路：第一是TL431电压基准的底层操作。如图2所示的振荡器等效电路。电流I1(见图3)是压敏恒流，其大小约为(VCTRL-VKA)/R(VKA为齐纳电压)。假定开始的时候电容器不带电(此时VKA=0V)，然后由来自I1处的电流为电容器逐渐充电，直到使电压达到TL431的均衡值，即：VKA=2.49V。只要充电电流存在，电容器就会继续充电。图2中对电路的瞬态模拟显示了电容器电压仅需超过VKA均衡值若干微伏，以启动均衡恢复反馈，具体细节如下：

1万 · 2015-11-27 22:41

由于Q1的基极直连电容器，因此VKA值的增加会使Q1的发射极电压(也就是Q11的基极电压)值变大，迫使Q11进行更多动作。晶体管Q9和电阻R8构成Q11的集电极负载。Q11中不断增加的集电极电流会使Q9的集电极电压降低。Q9和Q10同为电流镜的组成部分，因此它们的集电极电流和Q11的相同，但Q10的动态集电极负载由Q6构成，其通过R5从第二电流镜(由晶体管Q2、Q4和Q12构成)处获得基极电流。因为该电流镜的配置，Q1射极电压的最初增长同样促使VBE升高。这就使Q6的集电极电流增加，进而增强Q10不断增加的集电极电流。因此，产生的整体影响是其集电极电压值升高，该电压也就是达灵顿对(Darlingtonpair)Q7和Q8中第一晶体管的基极电压，迫使Q8进行更多动作，导致其集电极-发射极电压(VCE，实际上就是VKA)骤降。在这一特殊应用中，连接至电容器的基准终端(R)使用硬线连接至阴极端子(K)。因此，迄今为止，当电容器电压超过均衡值时，器件可促使阴极-阳极电压迅速降低，以恢复至均衡值。

图3以结构示意图的形式显示了当TL431器件的内部均衡值受到干扰后，持续振荡是如何开始和增强的。电容器中的电流为小恒流，源于供应电流I1。在图1中，该充电电流为I3。当电容器的值超过VREF的均衡值时，电流I2快速流动并有效地吸收电容器中储存的充电电流。I2存在的时间较短暂，但却足以使电容器电压再次降低至均衡值。接下来，I1会再次为电容器充电，在这一周期中会保持稳态振荡。由于电容器的放电时间极为短暂，通过以下计算公式可以得知放电期间的电流要远大于源电流I1：I=ΔQ/Δt(其中ΔQ是充电阶段电容器所获得的充电电流)。

1万 · 2015-11-27 22:41

由于充电和放电电流为已知量，可得出充电期间获得的电荷及流入TL431输出极的电荷的近似表达式。在稳态振荡(类似于两步斗链式器件的过程)期间，这两个表达式是相等的。也就是说，充电期间获得的电荷与放电期间损耗的电荷相等。在图1中，

TL431中IBIAS的值高出VCTRL约260μA。根据第一性原理，可得出下列微分方程式：

1万 · 2015-11-27 22:42

电阻Rs为连接至控制电压的串联电阻。在稳态振荡期间，对含VC(从低阈值到高阈值)的微分方程进行求解，可得出充电时间：

放电时间的估算要稍微复杂一些，因为放电是通过动态电阻来实现的。在放电期间，所获得的电荷通过有效电阻释放，而有效电阻的估算方式见后。仿真与实验结果显示，在稳态振荡期间，VKA的值不会低于1.60V或超过2.74V。仔细查看TL431数据表，图1展示了诸如二极管等器件的动态电阻是如何变化的。
该特性为类似二极管的正向偏压特性，可依据其功能得出近似值

1万 · 2015-11-27 22:43

和正常的结式二极管不同的是，由于TL431位于带隙基准源附近，其电流没有明显的温度系数。动态电阻计算方式如下：

依据数据表特征的线性拟合方法可得出R0≈135.9kΩ,α≈2.304V/kΩ。因此，在振荡区域，电阻值会在1.7kΩ~246Ω这一范围内变动。在电容性放电的情况下，这就意味着，当控制电压值增大时，放电速度就会更快，因为有效放电通路的电阻值较低。因此，预计放电时间将缩短，即：频率会随着控制电压值的增大而增大。事实上，这一点是通过实际使用的振荡器观察得出。仿真结果显示，放电会涉及源自电容器的大电流，因此，放电时间通常极短，可以忽略不计。

1万 · 2015-11-27 22:43

输出电流可直接从电容器中获取，因此在这种情况下有必要采用外部缓冲防止电容器的加载。使用不同的模型对图1所示电路进行仿真，会发现所有模型都呈现一致的振荡。在实际实验中，使用了不同生产商生产的同等设备，对TL431A、TL431B、KA431和LM431都进行了实验，结果显示：尽管这些器件均产生振荡，但振荡开始时的电压输入和频率振荡的范围各有所异。此外，这些器件的基准电压在2.43V~2.53V这一范围内变动。
据观察，图1中OSC点振荡器的输出电压值随控制输入电压V1的变化而变化，V1值变大时，该输出电压也变大。在使用实际电路中电流的情况下，频率输出和控制电压输入呈正比，但在使用特定电流的情况下，测量值会呈现出和特定控制电压(区域1)相同的变化，振荡的频率随控制电压的增大而降低(区域2)。对于线性区域1，表1给出了元件值及不同测试器件的频率范围和控制输入电压值。

尽管在TL431数据表中写明其可吸收高达100mA的电流，但是在这些实验中，控制电压值仍被限定在12V左右，以确保能够将阴极电流限制在10mA。此外，仅LM431呈现了区域2的状态，即：频率随着控制电压值的变大而降低。当控制输入值位于5.20V~7.04V之间且相应的频率值处于433kHz~602kHz这一范围时，上述现象才会产生。此时，C1的值为100nF。根据数据表1，当电容值处于10nF~100nF这一范围内时(与该表中的范围相同)，不稳定的现象会产生(图3、图4)。

该振荡器可应用于超低成本的实验室TTL脉冲发生器和适用于中波波段的低频锁相环压控振荡器。该装置已成功应用于二极环混频电路，使AM波段可使用软件无线电技术。