本帖最后由 珍姐 于 2021-12-22 12:21 编辑
一种原边反馈恒压控制的开关电源电路。 一、技术领域： 属于反激式开关电源； 这是一款单级反激式 APFC原边恒压控制器，无需任何次级反馈电路，整个电路外围电路简单，成本低，采用准谐振的方式来控制驱动MOSFET，从而实现高效率和低谐波，最高输出功率可以做到80W。 二、背景技术 目前市面上大多数的反激式开关电源都是次级通过光耦或者其他的反馈电路来采集次级反馈回来的信号，从而通过调整PWM波或者PFM的方式来实现对输出电压的控制，但是这样元器件多，成本高，驱动芯片的控制方式要么是采用PWM模式，要么就是采用PFC模式。 三、设计的目的及优点： 目的：试用高PF、低谐波以及高功率需求的成本低的反激式开关电源方案。 优点：这款反激式开关电源采用PWM或PFM模式两种模式自动响应切换。重载时，系统工作于PWM模式。PWM模式下，采用固定Ton的控制模式，Ton时间受COMP（环路补偿）控制。而电感电流则为边界连续导通模式（BCM）或断续模式（DCM），具体取决于COMP电压大小。COMP电压低，最大频率Fswmax高，系统工作于BCM模式；COMP电压高，最大频率 Fswmax低，系统进入DCM模式。 四、简要技术介绍 本设计输入交流电压通过桥堆整流成直流高压，其中驱动芯片的供电先通过电阻分压高压启动，这时候输出一个PWM波来控制Q1(mos管)的开通与关断，当次级有输出时驱动芯片的供电由变压器的反馈回路供应，此时通过检测反馈电压，来监控输出电压。
本电路的设计采集电压原理跟常规的原边反馈的开关电源设计思路一致。唯一不同的是内部芯片驱动带载的工作模式不一样， 芯片内部具有基准电压Vref，反馈电压经过采样和保持以后，再与芯片内部的1.2V基准电压V ref进行误差放大，控制MOS 的导通时间，从而控制输出电压。本设计想保护的专利点为驱动芯片带载模式下PWM和PFM交替控制。 2、VCC引脚设计-供电电路 刚开始上电时该引脚的供电是由高压供电的，一旦输出稳定时，该引脚的供电由反馈那一路电压供电。 使用该电路可选择较小的VCC电容，从而缩短系统的启动时间。VCC电容小，可能会出现多次启动的情形，为避免这种情况，可以适当增加辅助绕组的圈比，让VCC的自供电尽快建立和稳定。
3、CS引脚设计 CS引脚主要采样变压器原边的峰值电流。正常满载工作时，原边的峰值电流可按下式计算，其中系数1.2主要考虑了设计需要预留的余量。 CS电阻的取值按如下公式如下：
其中： VCS_LMT=1.05V；Vacmin为最小输入电压交流值； NPS变压器原副边匝比； Vo为输出恒压值；VF为输出二极管正向压降 η为系统效率。 实际调试中，CS电阻需要根据负载情况微调。如果负载突变速度较快，导致输出电压跌落过多，可以适当减小CS电阻，之后需要重新校核一下变压器的饱和情况。 4、FB引脚设计 FB引脚的功能有：退磁检测、过压保护、短路保护、输出电压采样 ； FB引脚典型的外围电路接法如下图所示。一般情况下，不需要外接CFB电容。FB引脚加电容会影响FB的输出电压采样。 5、GATE引脚设计 GATE引脚的输出高电平为VCC电压。典型的GATE驱动电路接法如下图所示。 R13越小越好，MOS关断速度越快。R12的取值主要需要关注MOSFET开通时的米勒平台时间，建议控制在300ns以内比较合适。另外，R12大些，对抑制副边二极管的电压尖峰也有利，因此需要折中考虑。
6、COMP脚设计 COMP引脚与地之间连接一颗0805贴片电阻R 11和一颗0805瓷片电容C 1，用作内部误差放大器（跨导）的补偿环路。 补偿网络参数一般通过调试决定，R 11取值建议22-100K ， C 1的容值取330n-1uF一般能够较好地兼容PF 和动态特性。C2为滤波电容，可选。
不同点： 1、采用原边反馈控制方式； 2、外围电路简单元件少，成本低； 3、功率范围广，最大可以做到输出80W； 实物如图 整个产品的尺寸小，就一个手掌大，可以做到80W，而且效率达到85%及以上。
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